ПРИНЦИП РОБОТИ TL494
НА ПРИКЛАДІ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ напруги

TL494 по суті вже легендарна мікросхема для імпульсних блоків живлення. Деякі можуть звичайно заперечити, що мовляв зараз вже є більш нові, більш просунуті ШІМ контролери і який сенс возиться з цим мотлохом. Особисто я на це можу сказати тільки одне - Лев Толстой писав взагалі від руки і як писав! А ось наявність на Вашому комп'ютері дві тисячі тринадцятого Ворда чет ні кого не сподвигло на написання хоча б нормального розповіді. Ну да ладно, кому цікаво дивимося далі, кому немає - всього найкращого!
Відразу хочу обмовитися - мова буде йти про TL494 виробництва Техас Инструментс. Справа в тому, що даний контролер має величезну кількість аналогів, вироблених різними заводами і хоча структурна схема у них ДУЖЕ схожа, але це все одно не зовсім однакові мікросхеми - навіть підсилювачі помилки на різних мікросхемах мають різний коф посилення при одній і тій же пасивної обв'язки . Так що після заміни ОБОВ'ЯЗКОВО перевірте параметри ремонтується блоку живлення - на ці граблі я особисто наступав.
Ну це була приказка, а ось і казка починається. Перед Вами структурна схема TL494 якраз від Техас Инструментс. Якщо вдивитися, то не так вже й багато в ній і начинки, проте саме таке поєднання функціональних вузлів дозволило даному контролеру завоювати величезну популярність при копеешная вартості.

Мікросхеми випускаються як в звичайних ДІПовскіх корпусах, так і в планарних, для поверхневого монтажу. Цокольовка в обох випадках аналогічна. Особисто я через свою підсліпуватими вважаю за краще працювати по-старому - звичайні резистори, ДІПовскіе корпусу і так далі.

На сьомий і дванадцятий виведення у нас подається напруга живлення, на сьомий МІНУС, ну або ЗАГАЛЬНИЙ, на дванадцятий ПЛЮС. Діапазон живлять напрженій досить великий - від п'яти до сорока вольт. Для наочності мікросхема обв'язана пасивними елементами, які і задають режими її роботи. Ну а що для чого призначене буде зрозуміло в міру запуску мікросхеми. Так, так саме запуску, оскільки мікросхема починає працювати не відразу при подачі живлення. Ну про все по порядку.
Отже, при підключенні харчування зрозуміло на дванадцятому виведення TL494 напругу з'явиться не миттєво - потрібно якийсь час на зарядку конденсаторів фільтра харчування, а потужність реального джерела живлення зрозуміло не нескінченна. Так, це процес досить швидкоплинний, але він все одно є - напруга живлення збільшується від нуля до номінального значення за якийсь проміжок часу. Припустимо, що номінальна напруга живлення у нас 15 вольт і ми його подали на плату контролера.
Напруга на виході стабілізатора DA6 буде майже дорівнює напрузі живлення всієї мікросхеми поки основне живлення не досягне напруги стабілізації. Поки воно нижче 3,5 вольт на виході компаратора DA7 буде присутній рівень логічної одиниці, оскільки даний компаратор стежить за величиною внутрішнього опорного напруги харчування. Ця логічна одиниця подається на логічний елемент АБО DD1. Принцип роботи логічного елемента АБО полягає в тому, що якщо хоча б на одному з його входів присутня логічна одиниця на виході буде одиниця, тобто якщо одиниця на першому вході АБО на другому, АБО на третьому АБО на четвертому, то на виході DD1 буде одиниця і що буде на інших входах значення не має. Таким чином, якщо напруга живлення нижче 3,5 вольт DA7 блокує проходження сигналу тактового сигналу далі і на виходах мікросхеми ні чого не відбувається - керуючих імпульсів немає.

Однак як тільки напруга живлення перевищує 3,5 вольт напруга на вході інвертується стає більше, ніж на НЕ инвертирующем і компаратор змінює своє вихідна напруга на логічний нуль, тим самим знімаючи першу сходинку блокування.
Другий ступінь блокування контролюється компаратором DA5, який стежить за величиною напруги харчування, а саме на його величиною в 5 вольт, оскільки внутрішній стабілізатор DA6 не може видати напруга більше ніж на його вході. Як тільки напруга живлення перевищить 5 вольт воно стане більше на вході, що інвертує DA5, оскільки на НЕ інвертується вході воно обмежене напругою стабілізації стабілітрона VDвн5. Напруга на виході компаратора DA5 стане одно логічному нулю і потрапляючи на вхід DD1 знімається другий ступінь блокування.
Внутрішнє опорна напруга 5 вольт використовується і всередині мікросхеми і виводиться за її межі через висновок 14. Внутрішнє використання гарантує стабільну роботу внутрішніх компараторів DA3 і DA4, оскільки дані компаратори формують керуючі імпульси виходячи з величини пилкоподібної напруги, формованого генератором G1.
Тут краще по порядку. У мікросхемі є генератор пили, частота якої залежить від времязадающих конденсатора С3 і резистора R13. Причому R13 так само особистої участі у формуванні пили, а служить регулюючим елементом генератора струму, який і виробляє зарядку конденсатора С3. Таким чином зменшуючи номінал R13 збільшується струм зарядки, конденсатор заряджається швидше і відповідно збільшується тактова частота, а амплітуда формованої пили зберігається.

Далі пила потрапляє на інвертується вхід компаратора DA3. На НЕ інвертується вході якого знаходиться опорна напруга величиною 0,12 вольта. Це як раз відповідає п'яти відсоткам від всієї тривалості імпульсу. Іншими словами не залежно від частоти на виході компаратора DA3 з'являється логічна одиниця рівно на п'ять відсотків від тривалості всього імпульсу, тим самим блокуючи елемент DD1 і забезпечуючи час паузи між перемиканнями транзисторів вихідного каскаду мікросхеми. Це не зовсім зручно - якщо частота в процесі експлуатації змінюється, то час паузи слід враховувати для максимальної частоти, адже саме час пауз буде мінімальним. Однак ця проблема вирішує досить легко, якщо величину опорного напруги 0,12 вольт збільшити, відповідно увеліччітся тривалість пауз. Це можна зробити зібравши дільник напруги на резисторах або використовувати діод з малим падінням напруги на переході.

Так само пила з генератора потрапляє на компаратор DA4, який порівнює її величину з напругою, який формується підсилювачами помилки на DA1 і DA2. Якщо величина напруги з підсилювача помилки розташовується нижче амплітуди пилкоподібної напруги, то керуючі імпульси проходять без зміни на формувач, якщо ж на виходах підсилювачів помилки є якесь напруження і воно більше мінімального значення і менше максимальної напруги пили, то при досягненні пилкоподібної напруги рівня напруги з підсилювача помилки компаратор DA4 формує рівень логічної одиниці і вимикає керуючий імпульс, що йде на DD1.

Після DD1 варто інвертор DD2, який формує фронти для працюючого по фронту D-тригера DD3. Тригер з свою чергу ділить тактовий сигнал на два і по черзі дозволяє роботу елементів І. Суть роботи елементів І полягає в тому, що на виході елемента з'являється логічна одиниця лише в тому випадку, коли на його одному вході буде логічна одиниця І на інших входах теж буде бути присутнім логічна одиниця. Другі висновки цих логічних елементів І з'єднані між собою і виведені на тринадцятий висновок, який може використовуватися для зовнішнього дозволу роботи мікросхеми.
Після DD4, DD5 варто пара елементів АБО-НЕ. Це вже знайомий елемент АБО, тільки вихідна напруга у нього інвертовану, тобто НЕ відповідає істині. Іншими словами, якщо хоч на одному з входів елемента буде присутній логічна одиниця, то на його виході буде НЕ одиниця, тобто нуль. А для того, щоб на виході елемента з'явилася логічна одиниця на обох його входах повинен бути присутнім логічний нуль.
Другі входу елементів DD6 і DD7 з'єднані і підключені безпосередньо на вихід DD1, що блокує елементи поки на виході DD1 присутній логічна одиниця.
З виходів DD6 і DD7 керуючі імпульси потрапляють на бази транзисторів вихідного каскаду ШІМ контролера. Причому сама мікросхема використовує тільки бази, а колектори і емітери виведені за боковий вівтар мікросхеми і можуть використовуватися користувачем на свій розсуд. Наприклад з'єднавши емітери з загальним проводом і підключивши до колекторів обмотки трансформатора ми можемо безпосередньо мікросхемою управляти силовими транзисторами.
Якщо ж колектори транзисторів вихідного каскаду з'єднати з напругою живлення, а емітери навантажити резисторами, то отримуємо керуючі імпульси для безпосереднього управління затворами силових транзисторів, зрозуміло не дуже потужних - струм колектора транзисторів вихідного каскаду не повинен перевищувати 250 мА.
Так само ми можемо використовувати TL494 для управління однотактним перетворювачами, з'єднавши колектори і емітери транзисторів між собою. З цієї схемотехнике можна будувати і імпульсні стабілізатори - фіксований час пауз не дасть намагнітиться індуктивності, а можна використовувати і як багатоканальний стабілізатор.
Тепер кілька слів схемою включення і про обв'язки ШІМ контролера TL494. Для більшої наочності візьмемо кілька схем з інтернету і спробуємо в них розібратися.

СХЕМИ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ напруги
З ВИКОРИСТАННЯМ TL494

Для початку розберемо автомобільні перетворювачі. Схеми взяті ЯК Є, тому я дозволю крім пояснень підкреслити деякі нюанси, які я б зробив по іншому.
Отже, схема номер 1. Автомобільний перетворювач напруги, який має стабілізовану вихідна напруга, причому стабілізація здійснюється непрямим чином - контролює не вихідна напруга перетворювача, а напруга на додатковій обмотці. Зрозуміло, що вихідні напруги трансформатора взяімосвязани, тому збільшення навантаження на одного з обмоток викликає провал напруга не тільки на ній, а й на всіх обмотках, які намотані на цьому ж осерді. Напруга на додатковій обмотці випрямляється доданими мостом, проходить атенюатор на резисторі R20, згладжується конденсатором С5 і через резистор R21 потрапляє на першу ногу мікросхеми. Згадуємо структурну схему і бачимо, що перший висновок у нас їсти не інвертується вхід підсилювача помилки. Другий висновок - інвертується вхід, через який з вихід підсилювача помилки (висновок 3) заведена негативний зворотний зв'язок через резистор R2. Зазвичай паралельно цьому резистору ставлять конденсатор на 10 ... 47 нано фарад - це дещо уповільнює швидкість реакції підсилювача помилки, але в той же час значно збільшує стабільність його роботи і повністю виключає ефект перерегулирования.

Перерегулювання - занадто сильна реакція контролера на зміну навантаження і ймовірність виникнення коливального процесу. До цього ефекту ми повернемося, коли повністю розберемося з усіма процесами в даній схемі, тому повертаємося до висновку 2, на який подано зміщення з виведення 14, який є виходом внутрішнього стабілізатора на 5 вольт. Зроблено це для більш коректної роботи підсилювача помилки - у підсилювача однополярної напруга живлення і працювати з напругою близькими за значенням до нуля йому досить складно. Тому в таких випадках формуються додаткові напруги, щоб загнати підсилювач в робочі режими.
Крім усього іншого стабілізовану напругу 5 вольт використовується для формування «м'якого» старту - через конденсатор С1 воно подається на 4 висновок мікросхеми. Нагадую - від величини напруги на цьому виведення залежить час пауз між керуючими імпульсами. З цього не складно зробити висновок, що поки конденсатор С1 буде розряджений час пауз буде настільки великим, що перевищить тривалість самих імпульсів управління. Однак у міру зарядки конденсатора напруга на четвертому виведення почне зменшуватися зменшуючи і час пауз. Тривалість імпульсів почне збільшуватися поки не досягне свого значення в 5%. Дане схемотехнічне рішення дозволяє обмежити струм через силові транзистори на час заряду конденсаторів вторинного харчування і виключає перевантаження силового каскаду, оскільки діюче значення вихідної напруги збільшується поступово.
Восьмий і одинадцятий виведення мікросхеми підключені до напруги харчування, отже вихідний каскад працює в якості емітерного повторювача, а так воно і є - дев'ятий і десятий висновки через струмообмежуючі резистори R6 і R7 підключені до резисторам R8 і R9, а так само до баз VT1 і VT2 . Таким чином вихідний каскад контролера посилений - відкриття силових транзисторів здійснюється через резистори R6 і R7, послідовно яких підключені діоди VD2 і VD3, а ось закриття, на яке потрібно набагато більше енергії, відбувається за допомогою VT1 і VT2, включених як емітерний повторювачі, але забезпечують великі ток саме при формуванні на затворах нульової напруги.
Далі у нас по 4 силових транзистора в плечі, включених паралельно, для отримання більшого струму. Відверто кажучи викликає деякий сумні використання саме цих транзисторів. Скоріш за все у автора даної схеми вони просто були в наявності і він вирішив їх прилаштувати. Справа в тому, що у IRF540 максимальний струм дорівнює 23 ампер, енергія, запасена в затворах дорівнює 65 нано кулон, а найбільш популярні транзистори IRFZ44 мають максимальний струм в 49 ампер, при цьому енергія затвора складає 63 нано Кулона. Іншими словами використовуючи дві пари IRFZ44 ми отримуємо невеликий приріст максимального струму і дворазове зниження навантаження на вихідний каскад мікросхеми, що лише збільшує надійність даної конструкції з точки зору параметрів. Та й формулу «Менше деталей - більше надійність» ні хто не відміняв.

Зрозуміло, що силові транзистори повинні бути з однієї партії, оскільки в цьому випадку розкид параметрів між включеними в паралель транзисторами знижується. В ідеалі звичайно ж краще підібрати транзистори з коефіцієнтом посилення, але така можливість трапляється не завжди, а ось придбати транзистори однієї партії маємо отримати в будь-якому випадку.

Паралельно силовим транзисторів стоять послідовно з'єднані резистори R18, R22 і конденсатори C3, C12. Це снабери, які покликані пригнічувати імпульси самоіндукції, які неминуче виникають при подачі на індуктивне навантаження прямокутних імпульсів. Крім цього ситуація ускладнюється широтно-імпульсною модуляцією. Тут варто зупиниться детальніше.
Поки силовий транзистор відкритий через обмотку протікає струм, причому струм весь час збільшується і викликає зростання магнітного поля енергія якого передається у вторинну обмотку. Але як тільки транзистор закривається струм через обмотку протікати перестає і магнітне поле починає згортатися викликаючи появу напруга зворотної полярності. Складаючись з уже наявними напругою з'являється короткий імпульс, амплітуда якого може перевищувати прикладена спочатку напруга. Це викликає викид струму викликає повторну зміну полярності наводимого самоіндукцією напруги і тепер самоіндукція скорочує величину наявного напруги і як тільки струм стане менше знову відбувається зміна полярності імпульсу самоіндукції. Цей процес носить затухаючий характер, однак величини струмів і напруг самоіндукції прямопропорційні габаритної потужності силового трансформатора.

В результаті цих гойдалок в момент закриття силового ключа на обмотці трансформатора спостерігаються ударні процеси і для їх придушення якраз і використовуються снабери - опір резистора і ємність конденсатора підбираються таким чином, щоб на зарядку конденсатора потрібно рівно стільки часу, скільки потрібно на зміну полярності імпульсу самоіндукції трансформатора.
Навіщо потрібно боротися з цими імпульсами? Все дуже просто - в сучасних силових транзисторах встановлені діоди, причому напруга падіння у них значно більше опору відкритого польовика і саме диодам доводиться не солодко, коли вони через себе починаю гасити на шини харчування викиди самоіндукції і в основному корпусу силових транзисторів гріються не тому, що гріються кристали переходів саме транзисторів, це гріються внутрішні діоди. Якщо ж прибрати діоди, то зворотна напруга буквально при першому ж імпульсі вб'є силовий транзистор.
Якщо перетворювач не обладнано ШІМ стабілізацією, то час самоіндукціонной бовтанки порівняно не велике - незабаром відкривається силовий транзистор другого плеча і самоіндукція душиться малим опором відкритого транзистора.

Однак якщо ж перетворювач має ШІМ контроль вихідної напруги, то паузи між відкриттям силових транзисторів стають досить довгими і природно час самоіндукціонной бовтанки значно збільшується, збільшуючи нагрів діодів всередині транзисторів. Саме з цієї причини при створенні стабілізованих джерел живлення не рекомендують закладати запас вихідної напруги більше 25% - час пауз стає занадто довгим і це викликає необгрунтоване підвищення температури вихідного каскаду навіть при наявності снаберов.
З цієї ж причини переважна більшість заводських автомобільних підсилювачів потужності не мають стабілізації навіть якщо в якості контролера використовується TL494 - економлять на площі теплоотводов перетворювача напруги.
Ну тепер, коли основні вузли розглянуті розберемося як працює ШІМ стабілізація. У нас на виході заявлено двополярної напруги ± 60 вольт. Зі сказаного раніше стає зрозуміло, що вторинна обмотка трансформатора повинна бути розрахована на видачу 60 вольт плюс 25% відсотків, тобто 60 плюс 15 дорівнює 75 вольта. Однак для отримання чинного значення в 60 вольт тривалість однієї напівхвилі, точніше одного періоду перетворення повинен бути коротше на 25% від номінального значення. Не забуваємо, що в будь-якому випадку втрутиться ще час пауз між перемиканнями, отже вносяться формувачем пауз 5% відсічуть автоматично і наш керуючий імпульс потрібно зменшити на решту 20%.
Ця пауза між періодами перетворення буде компенсуватися за рахунок накопиченої в дроселі фільтра вторинного харчування магнітної енергії і накопиченого заряду в конденсаторах. Правда ставити перед дроселем електроліти я б не став, втім як і будь-які інші конденсатори - кондери краще ставити після дроселя і крім електролітів звичайно ж встановити плівкові - вони краще пригнічують якраз імпульсні кидки і перешкоди.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється наступним чином. Поки навантаження немає або вона дуже мала енергія з конденсаторів С8-С11 майже не витрачається і для її відновлення потрібно не багато енергії і амплітуда вихідної напруги з вторинної обмотки буде досить великий. Відповідно і амплітуда вихідної напруги з додатковою обмотки буде великий. Це викличе збільшення напруги на першому виведенні контролера, що в свою чергу спричинить збільшення вихідної напруги підсилювача помилки і тривалість імпульсів скоротиться до такої величини, при якій настане баланс між споживаною потужністю і віддається в силовий трансформатор.
Як тільки споживання починає збільшуватися відбувається зниження напруги на додатковій обмотці і природно зменшується напруга на виході підсилювача помилки. Це викликає збільшення тривалості імпульсів і збільшення віддається в трансформатор енергії. Тривалість імпульсу збільшується до тих пір, поки знову не наступить баланс споживаної і віддається енергій. Якщо ж навантаження зменшується, то знову відбувається розбалансування і контролер змушений буде тепер скоротити тривалість керуючих імпульсів.

При неправильно обраних номіналах зворотного зв'язку може виникнути ефект перерегулирования. Це стосується не тільки TL494, а так само всіх стабілізаторів напруги. У випадку з TL494 ефект перерегулирования зазвичай виникає у випадках відсутності уповільнюють реакцію зворотного зв'язку ланцюжків. Зрозуміло, що сповільнювати реакцію занадто сильно не слід - може постраждати коефіцієнт стабілізації, проте і занадто швидка реакція йде не на користь. А виявляється це в такий спосіб. Припустимо у нас збільшилося навантаження, напруга починає провалюватися, ШІМ контролер намагається відновити баланс, але робить це дуже швидко і збільшує тривалість керуючих імпульсів не пропорційно, а набагато сильніше. В цьому випадку діюче значення напруги різко збільшується. Зрозуміло тепер контролер бачить, що напруга вище напруги стабілізації і різко скорочує тривалість імпульсів, намагаючись збалансувати вихідну напругу і опорна. Однак тривалість імпульсів стала коротше, ніж повинна бути і вихідна напруга стає набагато менше необхідного. Контролер знову збільшує тривалість імпульсів, але знову перестарався - напруга вийшло більше необхідного і йому ні чого не залишається робити, як знижувати тривалість імпульсів.
Таким чином на виході перетворювача формується не стабілізована напруга а нестійке на 20-40% від встановленого, причому як в сторону перевищення, так і в бік заниження. Зрозуміло, що таке харчування навряд чи сподобається споживачам, тому після збирання будь-якого перетворювача слід його перевірити на швидкість реакції на шунтах, щоб не розлучитися з тільки що зібраної виробом.
Судячи з запобіжника перетворювач досить потужний, проте в такому випадку ємностей С7 і С8 явно замало, їх слід додати хоча б ще по три штуки кожного. Діод VD1 служить для захисту від переполюсовки і якщо така трапиться, то він навряд чи залишиться в живих - перепалити запобіжник на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну і під завісу залишається додати те, що даний перетворювач не споряджений системою Стенбі, тобто при підключенні до напруги харчування він відразу запускається і зупинити його можна тільки відключивши харчування. Це не дуже зручно - потрібно досить потужний перемикач.

Автомобільний перетворювач напруги номер 2, Так само має стабілізовану вихідна напруга, про що свідчить наявність оптрона, світлодіод якого підключений до вихідній напрузі. Причому підключений через TL431, що значно збільшує точність підтримки вихідної напруги. Фототранзистор оптрона підключений також до постійного напруження другий микрухой TL431. Суть даного стабілізатора особисто від мене вислизнула - в мікросхемі є стабілізовані п'ять вольт і ставити додатковий стабілізатор як би сенсу не має. Емітер фототранзистор йде на НЕ інвертується вхід підсилювача помилки (висновок 1). Підсилювач помилки охоплений негативним зворотним зв'язком, причому для уповільнення її реакції введені резистор R10 конденсатор С2.

Другий підсилювач помилки використовується для примусової зупинки перетворювача в НЕ штани ситуації - при наявності на шістнадцятому виведення напруги більшого за величиною, ніж формує дільник R13 і R16, а це приблизно два з половиною вольта контролер почне скорочувати тривалість імпульсів управління аж до їх повного зникнення.
М'який старт організований точно так же, як і в попередній схемі - через формування часу пауз, правда ємність конденсатора С3 кілька замала - я б туди поставив на 4,7 ... 10 мкФ.
Вихідний каскад мікросхеми працює в режимі емітерного повторювача, для посилення струму використовується повноцінний додатковий емітерний повторювач на транзисторах VT1-VT4, який в свою чергу навантажений на затвори силових полевиков, правда номінали R22-R25 я б знизив до 22 ... 33 Ом. Далі снабери і силовий трансформатор, після якого діодний міст і згладжує фільтр. Фільтр в цій схемі виконаний більш коректно - він на одному сердечнику і містить однакову кількість витків. Таке включення забезпечує максимально можливу фільтрацію, оскільки зустрічні магнітні поля компенсують один одного.
Режим стенбай організований на транзисторі VT9 і реле К1, контакти якого подають харчування тільки на контролер. Силова ж частина підключена до напруги харчування постійно і поки з контролера по з'являться керуючі імпульси транзистори VT5-VT8 будуть закритими.
Про те, що на контролер подано напруга живлення свідчить світлодіод HL1.

Наступна схема ... Наступна схема це ... Це третій варіант автомобільного перетворювача напруги, Але давайте по порядку ...

Почнемо з основних відмінностей від традиційних варіантів, а саме використання в автомобільному перетворювачі полумостового драйвера. Ну з цим ще можна якось змиритися - всередині мікросхеми знаходяться 4 транзистора з хорошою швидкістю відкриття-закриття, та ще й двухамперних. Провівши відповідне підключення її можна загнати в режим роботи Пуш-пулла, проте мікросхема не виробляє інверсію вихідного сигналу, а на її входи керуючі імпульси подаються з колекторів контролера, отже як тільки контролер видасть паузу між керуючими імпульсами на колекторах вихідного каскаду ТЛкі з'являться рівні відповідні логічної одиниці, тобто близькі до напруги харчування. Пройшовши Ірку імпульси будуть подані на затвори силових транзсіторов, які будуть благополучно відкриті. Обидва ... Одночасно. Я звичайно розумію, що ушатать транзистори FB180SA10 з першого разу може й не вийде - все таки 180 ампер доведеться розвинути, а при таких токах зазвичай вже доріжки починають отгорать, але все ж це як то занадто жорстко. Та й вартість цих самих транзисторів більше тисячі за один.
Наступним загадковим моментом є використання трансформатора струму, включеного в шину первинного харчування, по якій протікає постійний струм. Зрозуміло, що в цьому трансформаторі буде все таки що то наводиться за рахунок зміни струму в момент перемикання, але все ж це як то не зовсім правильно. Не, захист від перевантаження працювати буде, але наскільки коректно? Адже і вихід трансформатора струму теж спроектований, м'яко кажучи вже занадто оригінально - при збільшенні струму на 15 виводі, який є входом, що інвертує підсилювача помилки буде зменшуватися напруга, яке формує резистор R18 спільно з подільником на R20. Зрозуміло, що зменшення напруги на цьому виході викличе збільшення напруги з підсилювача помилки, що в свою чергу вкоротить керуючі імпульси. Однак R18 підключений безпосередньо до шини первинного харчування і весь відбувається бардак на цій шині буде безпосередньо позначатися на роботі захисту від перевантаження.
Регулювання стабілізації вихідної напруги виконана ... Ну в принципі так само, як і робота силової частини ... Після запуску перетворювача, як тільки вихідна напруга досягає значення при якому починає світиться світлодіод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 відкривається. Його відкриття викликає зменшення створеного дільником на R10 і R11 напруги. Це в свою чергу викликає зниження вихідної напруги підсилювача помилки, оскільки це напруга підключено до НЕ інвертується входу підсилювача. Ну а раз на виході підсилювача помилки напруга знижується то контролер починає збільшувати тривалість імпульсів, тим самим збільшуючи яскравість світіння світлодіода оптрона, який ще сильніше відкриває фототранзистор і ще сильніше збільшує тривалість імпульсів. Це відбувається до тих пір, поки напруга на виході не досягне максимально можливої \u200b\u200bвеличини.
Загалом схема настільки оригінальна, що віддати її на повторення можна тільки ворогові і за цей гріх Вам забезпечені вічні муки в Аду. Я не знаю хто винен ... Особисто у мене склалося враження, що це чиясь курсова робота, а може і дипломна, але в це вірити не хочеться, адже якщо вона була опублікована, то значить була захищена, а це говорить про те, що кваліфікація викладацького складу набагато в гіршому стані, ніж я думав ...

Четвертий варіант автомобільного перетворювача напруги.
Не скажу, що ідеальний варіант, проте свого часу до розробки даної схеми доклав руку. Тут відразу невелика порція заспокійливого - п'ятнадцять і шістнадцять висновки пов'язані один з одним і підключені на загальний провід, хоча за логікою слід було б п'ятнадцятий висновок з'єднати з чотирнадцятим. Проте заземлення входів другого підсилювача помилки на працездатності ніяк не відбилося. Тому куди підключати п'ятнадцятий висновок вже залишу на Ваш розсуд.

Вихід внутрішнього стабілізатора на п'ять вольт в даній схемі використовується досить інтенсивно. З п'яти вольт формується опорна напруга, з яким буде порівнюватися вихідна напруга. Робиться це за допомогою резисторів R8 і R2. Для зменшення пульсацій опорного напруги паралельно R2 підключений конденсатор С1. Оскільки резистори R8 і R2 однакові, то величина опорного напруги складає два з половиною вольта.
Так само п'ять вольт використовуються для м'якого старту - конденсатор С6 в момент включення короткостроково формує п'ять вольт на четвертому виведення контролера, тобто поки він заряджається час примусових пауз між керуючими імпульсами буде змінюватися від максимального до номінального значення.
Ці ж п'ять вольт підключені до колектора фототранзистор оптрона DA, а його емітер, через невеликий дільник на R5 і R4 підключений до НЕ інвертується входу першого підсилювача помилки - висновок 1. На висновок 2 заведена негативний зворотний зв'язок з виходу підсилювача помилки. Зворотній зв'язок має сповільнює реакцію контролера конденсатор С2, ємність якого може розташовуватися в межах від десяти нано фарад до шістдесяти восьми нано фарад.
Вихідний каскад контролера працює в режимі повторювача, а посилення по току проводиться транзисторним драйверного каскадом на VT3-VT6. Зрозуміло, що потужності драйверного каскаду вистачить на управління не одне парою силових транзисторів, власне на це і робилася ставка - спочатку плата з контролером виконувалася окремо від силової частини, але в підсумку це виявилося не зовсім зручно. Тому друковані провідники були перенесені на основну плату, а трансформаторів, ну і звичайно ж силових транзисторів вже варіювалося методом подовження плати.
Силовий трансформатор до транзисторів підключений через трансформатор струму, який відповідає за працездатність захисту від перевантаження. Снабери в даному варіанті не ставилися - використовувалися серйозні радіатори.
Як тільки на клеми УПР з'являється напруга, що дозволяє роботу перетворювача відкривається транзистор VT2, який в свою чергу заганяє в насичення VT1. На емітер VT1 знаходиться напруга з інтегрального стабілізатора на 15, який безпріпятственно пропускає напруга живлення подається з діода VD5, адже воно менше напруги стабілізації. На цей діод, через резистор R28 подається основна напруга живлення дванадцять вольт. Відкрившись VT1 подає харчування на контролер і транзистори драйвера і відбувається запуск перетворювача. Як тільки на силовому трансформаторі з'являються імпульси напруга на його обмотка досягає подвоєного значення основного харчування і воно, проходячи діоди VD4 і VD6, подається на вхід стабілізатора на 15 вольт. Таким чином після запуску перетворювача харчування контролера здійснюється вже стабілізованою харчуванням. Дане схемотехнічне рішення дозволяє зберігати стійку роботу перетворювача навіть при харчуванні шість - сім вольт.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється методом контролю світіння світлодіода оптрона DA, світлодіод якого підключений до нього через резистивний дільник. Причому контролюється тільки одне плече вихідної напруги. Стабілізація другого плеча здійснюється через магнітну зв'язок, яка виникає в осерді індуктивності L2 і L3, оскільки даний фільтр виконаний на одному сердечнику. Як тільки збільшується навантаження на позитивному плечі вихідної напруги сердечник починає намагнічуватися і в результаті мінусової напруги з діодного моста важче потрапляти на вихід перетворювача, негативна напруга починає провалюватися, а на це у ж реагує світлодіод оптрона, змушуючи контролер збільшити тривалість керуючих імпульсів. Іншими словами дросель крім фільтруючих функцій виконувати роль дроселя групової стабілізації і працює точно так само, як він це робить в комп'ютерних блоках харчування, стабілізуючи відразу кілька вихідних напруг.
Захист від перевантаження кілька грубувата, проте цілком працездатна. Поріг захисту регулюється резистором R26. Як тільки струм через силові транзистори досягає критичного значення напруга з трансформатора струму відкриває тиристор VS1, а він шунтирует на землю керуючу напругу з клеми УПР, тим самим знімаючи напруга живлення з контролера. Крім цього через резистор R19 відбувається прискорена розрядка конденсатора С7, ємність якого все таки краще знизити до 100 мкФ.
Для скидання спрацьованою захисту необхідно зняти, а потім знову подати напругу на клему УПР.
Ще однією особливістю даного перетворювача є використання конденсаторної-резистивного формувача напруги в затворах силових транзисторів. Встановлюючи ці ланцюжки вдалося домогтися на затворах негативного напруги, яке покликане прискорити закриття силових транзисторів. Однак даний спосіб закриття транзисторів не спричинив ні зростання ККД, ні зниження температури, навіть з використанням снаберов і від неї відмовилися - менше деталей - більше надійність.

Ну і останній, п'ятий автомобільний перетворювач. Дана схема є логічним продовженням попередньої, але оснащена додатковими функціями, які поліпшують її споживчі властивості. Керуюча напруга REM подається через відновлюваний термопредохранитель KSD301 на 85 градусів, який встановлений на радіатор перетворювача. В ідеалі радіатор повинен бути один і на підсилювач потужності і на перетворювач напруги.

Якщо контакти термозапобіжника замкнуті, тобто температура менше вісімдесяти п'яти градусів, то керуюча напруга з клеми REM відкриває транзистор VT14, той в свою чергу відкриває VT13 і на вхід п'ятнадцяти вольтової Кренки потрапляє дванадцять вольт від основного джерела живлення. Оскільки вхідна напруга нижче напруги стабілізації Кренки на її виході воно з'явиться майже без змін - лише падіння на регулюючому транзисторі внесе невелике падіння. З Кренки харчування подається на сам контролер і транзистори драйверного каскаду VT4-VT7. Як тільки внутрішній п'яти вольта стабілізатор видасть напруга почне заряджатися конденсатор С6 зменшуючи тривалість пауз між керуючими імпульсами. Керуючі імпульси почнуть відкривати силові транзистори на вторинних обмотках трансформатора з'являться і почнуть збільшувати діюче значення вторинна напруга. З першої вторинної обмотки напруга величиною 24 вольта через випрямляч з середньою точкою потрапить на плюсової висновок конденсатора С18 і оскільки його напруга більше, ніж основне двенадцатівольтових діод VD13 закриється і тепер контролер буде харчуватися від власне вторинної обмотки. Крім цього двадцять чотири вольта більше, ніж п'ятнадцять, отже в роботу включиться п'ятнадцяти вольта стабілізатор і тепер контролер буде харчуватися стабілізованою напругою.
У міру зростання керуючих імпульсів діюче значення напруги буде збільшуватися і на другий вторинній обмотці і як тільки воно досягне значення при якому почне світитися світлодіод оптрона DA фототранзистор почне відкриватися і система почне набувати стійкий стан - тривалість імпульсів перестане збільшуватися, оскільки емітер фототранзистор підключений в НЕ інвертує висновку підсилювача помилки контролера. При збільшенні навантаження вихідна напруга почне просідати, природно яскравість світлодіода почне зменшуватися, зменшиться і напруга на першому виведенні контролера і контролер збільшить тривалість імпульсу рівно на стільки, щоб знову відновити яскравість світіння світлодіода.
Контроль вихідної напруги здійснюється по негативному плечу, а реакція на зміни споживання в позитивному плечі здійснюється за рахунок дроселя групової стабілізації L1. Для прискорення реакції контрольованої напруги негативне плече додатково навантажено резистором R38. Тут відразу слід застерегти - не потрібно на вторинне харчування навішувати занадто великі елеткроліти - на великих частотах перетворення від них не багато користі, а ось на загальний коефіцієнт стабілізації вони можуть зробити істотний вплив - щоб напруга в позитивному плечі почала збільшуватися в разі збільшення навантаження напруга в негативному плечі повинно теж зменшиться. Якщо ж в негативному плечі споживання невелике, а ємність конденсатора досить велика С24, то розряджатися він буде досить довго і контролі попротсу не встигне відстежити, що на позитивному плечі напруга провалилося.
Саме з цієї причини настійно рекомендується на самій платі перетворювача ставити не більше 1000 мкФ в плече і по 220 ... 470 мкФ на платах підсилювача потужності і не більше.
Чи не хватку ж потужності на піках звукового сигналу доведеться компенсувати габаритної потужністю трансформатора.
Захист від перевантаження виконана на трансформаторі струму, напруга з якого випрямляється діодами VD5 і VD6 і потрапляє на регулятор чутливості R26. Далі проходячи діод VD4, який є деяким обмежувачем амплітуди, напруга потрапляє на базу транзистора VT8. Колектор цього транзистора підключений до входу тригера Шмідта, зібраного на VT2-VT3 і як тільки транзистор VT8 відкриється він закриє VT3. Напруга на колекторі VT3 збільшиться і відкриється VT2, відкриваючи VT1.
І тригер і VT1 запитані від п'яти вольта стабілізатора контролера і при відкритті VT1 п'ять вольт потрапляє на шістнадцятий висновок контролера, різко скорочуючи тривалість імпульсів управління. Так само п'ять вольт через діод VD3 потрапляє на висновок чотири, збільшуючи час примусових пауз до максимально можливого значення, тобто керуючі імпульси скорочуються відразу двома способами - через підсилювач помилки, який не має негативного зворотного зв'язку і працює як компаратор скорочуючи тривалість імпульсів практично миттєво, і через формувач тривалості пауз, який тепер через розряджений конденсатор почне збільшувати тривалість імпульсів поступово і якщо навантаження як і раніше занадто велика знову спрацює захист як тільки відкриється VT8. Однак у тригера на VT2-VT3 є ще одне завдання - він стежить за величиною основного первинного напруги 12 вольт і як тільки воно стане менше 9-10 вольт подається на базу VT3 через резистори R21 і R22 зміщення буде мало і VT3 закриється, відкриваючи VT2 і VT1. Контролер зупиниться і вторинне харчування пропаде.
Даний модуль залишає шанс на заведення автомобіля, якщо раптом його власник вирішить послухати музику на незаведених машині, а так само оберігає підсилювач потужності від різких провалів напруги в момент запуску стартера автомобіля - перетворювач просто перечікує момент критичного споживання оберігаючи і підсилювач потужності і власні силові ключі .
Креслення друкованої плати даного перетворювача, причому там два варіанти - одне і двох трансформаторні.
Навіщо два трансформатора?
Для отримання більшої потужності. Справа в тому, що габаритна потужність трансформатора в автомобільних перетворювачах обмежена напругою живлення дванадцять вольт, яке вимагає певної кількості витків на трансформаторі. На кільці має бути не менше чотирьох витків в первинній полуобмоткі, для ш-образного фериту кількість витків можна знизити до трьох.

Це обмеження пов'язане перш за все з тим, що при меншій кількості витків магнітне поле вже стає однорідним і виникають дуже великі його втрати. Звідси так само випливає не можливість відвести частоту перетворення на більш високі частоти - доведеться скорочувати кількість витків, а це не припустимо.
Ось і виходить, що габаритна потужність обмежена кількістю витків первинної обмотки і не більшим частотним діапазоном перетворення - нижче 20 кГц спускатися не можна - перешкоди від перетворювача не повинні знаходитися в звуковому діапазоні, оскільки вони докладуть усіх зусиль, щоб їх стало чутно в динаміках.
Вище 40 кГц теж не піднімешся - кількість витків первинної обмотки стає занадто маленьким.
Якщо ж хочеться отримати потужності побільше, то залишається єдине рішення - збільшувати кількість трансформаторів і два це далеко не максимум від можливого.
Але тут постає ребром інше питання - як стежити за всіма трансформаторами? Городити занадто серйозний дросель групової стабілізації або вводити енну кількість оптронов не хочеться. Тому єдиним способом контролю залишається послідовне з'єднання вторинних обмоток. У цьому випадку виключається і перекоси в споживанні і контролювати вихідну напругу значно легше, проте до збірки і фазировке трансформаторів доведеться приділити максимальну увагу.
Тепер трохи про відмінності принципової схеми і плати. Справа в тому, що на даній прінціпіалке позначені лише найосновніші моменти схеми, на друкарській ж елементи розставлені згідно реальності. Наприклад на прінціпіалке немає плівкових конденсаторів з харчування, а на платі вони є. Зрозуміло посадкові отвори під них зроблені відповідно до розмірів тих конденсаторів, які були в наявності на момент розробки. Зрозуміло, що в разі відсутності ємності на 2,2 мкФ можна використовувати на 1 мкФ, але не нижче 0,47 мкФ.
З харчування на схемі так само встановлені електроліти на 4700 мкФ, однак на платі замість них стоїть цілий набір кондерів на 2200 мкФ на 25 вольт, причому конденсатори повинні бути з малим ESR, це ті самі, які позиціонуються продавцями як «для материнських плат». Вони зазвичай марковані або сріблястою, або золотистою фарбою. Якщо буде можливість придбати на 3300 мкФ на 25 вольт, то це буде навіть краще, але в наших краях такі трапляються досить рідко.
Кілька слів про нібито джампери - це такі перемички, які з'єднують доріжки самі з собою. Зроблено це не просто так - товщина міді на платі обмежена, а протікають по провідниках струму досить великі і щоб компенсувати втрати в провіднику доріжку потрібно або буквально пролити припоєм, а це як на теперішній час дорогувато, або продублювати токоведущими провідниками, тим самим збільшивши сумарне перетин провідника . Дані джампера виконуються з мідного одножильного проводу перерізом не менше два з половиною квадрата, в ідеалі звичайно ж потолше - квадрата чотири або шість.
Діодний міст вторинного харчування. На схемі вказані діоди в корпусі ТО-247, плата підготовлена \u200b\u200bпід використання діодів в корпусі ТО-220. Тип діодів безпосередньо залежить від планованого струму в навантаженні, ну і звичайно ж діоди краще вибирати більш швидкі - буде менше саморозігрів.
Тепер кілька слів про моткових деталях.
Самим підозрілим в схемі є трансформатор струму - толстючімі проводами первинної обмотки здається буде важко намотати підлогу витка, та ще в різні напрямки. Насправді це найпростіший компонент з моткових деталей. Для виготовлення трансформатора струму використовується телевізійний фильт харчування, якщо РАПТОМ такої знайти не вдалося, то можна використовувати будь-ш-подібний феритовий сердечник, наприклад солгасующій трансформатор від комп'ютерного блоку живлення. Сердечник прогрівається градусів до 110-120 в перебігу десяти - двадцяти хвилин і потім ращелківается. Обмотки видаляються, на каркасі мотається вторинна обмотка, що складається з 80-120 витків проводом 0,1 ... 0,2 мм, зрозуміло складеним вдвічі. Потім початок однієї обмотки з'єднується з кінцем другий, дроти фіксуються будь-яким зручним для Вас способом і каркас з обмоткою надаватися на половинку сердечника. Потім в одне вікно прокладається один джгут Сілвою первинної обмотки, у втричі - другий і одягається друга половинка сердечника. От і все! Дві обмотки по пів витка в первинці і 100 витків у вторинці. Чому число витків не вказано точно? Число витків повинно бути таким, щоб на резисторі R27 при максимальних токах вийшло три - п'ять вольт. Але я ж не знаю який струм Ви вважаєте максимальним, які транзистори буде використовувати. А величину напруги на R27 завжди можна підкоригувати підбором номіналу цього самого резистора. Головне, щоб трансформатор струму був перевантажений по вторинній обмотці, а для цього потрібно не менше 60-70 витків у вторинці - в цьому випадку буде мінімальний нагрів сердечника.

Дросель L2 виконувався на осерді силового трансформатора імпульсного блоку живлення телевізорів відповідного розміру. В принципі його можна намотати і на осерді від трансформатора від комп'ютерного блоку живлення, але доведеться організувати не магнітний зазор 0,5 ... 0,7 мм. Для його створення досить кинути всередину каркаса з вставленої половинкою сердечника не замкнута колечко з обмотувального дроту відповідного діаметру.
Намотування дроселя проводиться до заповнення, а ось яким проводом доведеться розрахувати. Особисто я вважаю за краще працювати або зі джгутами, або зі стрічкою. Стрічка звичайно ж більш компактно, з її допомогою виходить дуже велика щільність намотування але на її виготовлення йде багато часу, ну і клей звичайно ж на дорозі не валяється. Виготовити джгут набагато легше - для цього достатньо з'ясувати приблизну довжину провідника, скласти провід в кілька разів, а потім за допомогою дриля звити його в джгут.
Якого і скільки дроти потрібно використовувати? Тут вже залежить від пред'являються до кінцевого виробу вимогам. В даному випадку мова йде про автомобільну техніку, яка за визначенням має дуже погані умови охолодження, отже саморозігрів потрібно звести до мінімуму, а для цього потрібно обчислити перетин провідника при якому він буде грітися не сильно, або взагалі не грітися. Останнє звичайно краще, але це викликає збільшення габаритів, а машина це не Ікарус, в якому безліч місця. Тому будемо виходити з мінімального нагріву. Зрозуміло, що можна звичайно поставити вентилятори, щоб вони в примусові продували і підсилювач і перетворювач, та ось тільки пил від наших доріг боляче швидко вбиває вентилятори, тому краще танцювати від природного охолодження і візьмемо за основу напруженість в три ампера на квадратний міліметр перетину провідника. Це досить популярна напруженість, яку рекомендують закладати в розрахунок при виготовленні традиційного трансформатора на ш-образному залозі. Для імпульсних пристроїв рекомендують класти п'ять-шість ампер на квадратний міліметр, проте це має на увазі хорошу конвекцію повітря, а у нас корпус закритий, тому все таки беремо три ампера.
Переконав що краще три? А тепер даємо поправку на те, що навантаження то у підсилювача непостійна, адже чисту синусоїду, та ще наближену до клипинга ні хто не слухає, тому нагрів буде відбуватися не постійно, оскільки діюче значення потужності підсилювача дорівнює приблизно 2/3 від максимальної. Отже напруженість можна збільшити на тридцять відсотків без будь-яких ризиків, тобто довести її до чотирьох ампер на квадратний міліметр.
Ще разок, для більшого розуміння цифр. Умови охолодження бридкі, провід від великих струмів починає грітися, якщо він сильно тонкий, а якщо він змотав ееще в котушку, то нагріває сам себе. Для вирішення проблеми закладаємо напруженість в два з половиною - три ампера на квадратний міліметр перетину дроту якщо навантаження постійна, якщо будемо живити підсилювач потужності, то напруженість збільшуємо до чотирьох - чотирьом з половиною ампер на квадратний міліметр перетині провідника.
Тепер запускаємо Ексель, сподіваюся у всіх є такий калькулятор, і в верхньому рядку пишемо по порядку: «Напруженість», потім «Діаметр проводу», далі «Кількість проводів», потім «Максимальний струм» і в останній комірці «Потужність». Переходимо в початок наступного рядка і пишемо поки цифру три, нехай поки буде три ампера на квадратний міліметр. У наступній осередку пишемо цифру один, нехай поки буде провід діаметром один міліметр. У наступній осередку пишемо десять, це буде кількість проводів в джгуті.
А ось далі вже осередки в яких будуть формули. Для початку обчислюємо розтин. Для цього діаметр ділимо на 2 - нам потрібен радіус. Потім радіус множимо на радіус, на всякий випадок, щоб наш калькулятор не затупил беремо обчислення радіусів в дужки і все це множимо на число пі. В результаті отримуємо пі ер квадрат, тобто площа кола, яка і є перетином провідника. Потім, не виходячи з редагування осередку множимо отриманий результат на наш діаметр проводу і множимо на кількість проводів. Натискаємо ЕНТЕР і бачимо цифру з купою знаків після коми. Така велика точність не потрібна тому округляем наш результат до одного знака після коми, причому в більшу сторону, щоб був невеличкий технологічний запас. Для цього заходимо в редагування осередку, виділяємо нашу формулу і натискаємо контрль ІКС - вирізати, потім натискаємо кнопку ФОРМУЛА і в рядку МАТЕМАТИЧНІ ДІЇ вибираємо округлі ВГОРУ. З'являється діалогове вікно з питанням що округлити і до скількох знаків. Ставимо курсор в верхнє віконце і контрль ВЕ вставляємо вирізану раніше формулу, а в нижньому віконці ставимо одиницю, тобто округляємо до одного знака і натискаємо ОК. Тепер в осередку число з однією цифрою після коми.
Залишилося вставити формулу в останню комірку, ну тут все просто - закон Ома. Ми маємо максимальний струм, який можемо використовувати, а бортове напруга нехай буде дванадцять вольт, хоча на заведеному авто воно порядку тринадцяти з хвостиком, але це не враховується падіння в сполучних проводах. Перемножуємо вийшов ток на 12 і отримуємо максимальну розрахункову потужність яка викличе не сильний нагрів провідника, точніше джгута складається з десяти проводів діаметром один міліметр.
На питання «А у мене немає такої кнопки, немає рядка редагування» я відповідати не буду вже знято і викладено більше подроное опис використання Excel в розрахунках блоків живлення:

Повертаємося до нашої поделке. З діаметрами дротів в джгуті і їх кількістю розібралися. Ці ж розрахунки можна використовувати і при з'ясуванні необхідного джгута в обмотках трансформатора, але напруженість можна збільшити до п'яти - шести ампер на квадратний міліметр - одна полуобмоткі працює п'ятдесят відсотків часу, тому буде встигати охолоджуватися. Можна напруженість в обмотці збільшити і до семи - восьми ампер, але тут вже почне позначатися падіння напруги на активному опорі джгута, а у нас начебто ще є бажання отримати непоганий ККД, тому краще не треба.
Якщо силових транзисторів кілька, то необхідно відразу врахувати, що кількість проводів в джгуті має бути кратно кількості транзисторів - джгут доведеться ділити на кількість силовиків і дуже бажано рівномірний розподіл протікають струмів по обмотці.
Ну з розрахунками ніби розібралися, можна приступати до намотування. Якщо це вітчизняне кільце, то його необхідно підготувати, а саме сточити гострі кути, щоб не пошкодити ізоляцію обмотувального дроту. Потім кільце ізолюється тонким ізолятором - використовувати для цих цілей ізоляційну стрічку не бажано. Вінілова потече від температури, а матерчатий має занадто велику товщину. В ідеалі - фторопластовая стрічка, але її в продажу вже зустрінеш не часто. Термосктч - матеріал не поганий, але мотати їм не зовсім зручно, хоча якщо призвичаїтися, то результат буде досить не поганий. У свій час використовував автомобільний антигравій - пензликом просто пофарбував, дав висохнути, ще раз пофарбував і так три шари. Механічні властивості не погані, а не велика пробивна напруги даної ізоляції не позначиться на роботі - в нашому випадку все напруження не великі. Спочатку мотається вторинна обмотка, оскільки вона більш тонка і витків в ній більше. Потім мотається первинна обмотка. Обидві обмотки намотують відразу в двох складеними джгутами - так дуже важко помилитися з кількістю витків, яке повинно бути однаковим. Джгути видзвонювати і з'єднуються в необхідній послідовності.

Якщо дзвонити лінь, або мало часу, то до намотування джгути можна забарвити в різні кольори. Купується по парі перманентних маркера різних кольорів, вміст їх контейнерів для фарби буквально вимивається розчинником і потім цією фарбою покриваються джгути відразу після завивки. Фарба тримається не дуже міцно, але навіть обтершись з наружних проводів джгута її все одно видно всередині джгута фарбу.
Закріпити моточні деталі на платі можна досить багатьом способами, а це потрібно зробити не тільки з Моточні деталями - високі електроліти від постійної тряски теж можуть розлучитися зі своїми ногами. Тому все це пріклеевается. Можна скористатися поліурітанового клеєм, можна автомобільним греметіков, а можна все тим же Антигравий. Принадність останнього полягає у тому, що при необхідності що то демонтувати його можна розквасите - покласти на нього рясно намочену розчинником 647 ганчірку, сунути це все в целофановий пакет і почекати годин п'ять - шість. Антигравій від парів розчинника розм'якшується і порівняно легко видаляється.
На цьому по автомобільним перетворювачів все, переходимо до мережевих.
Тим же, у кого їсти не уемное бажання похизуватися своїми знаннями, мовляв наговорив, а ні чого не зібрав відповім одразу - я взагалі то ділюся своїм досвідом, а не хвалюся, що ось я мовляв зібрав перетворювач і він працює. Те, що миготіло в кадрі це чи ні вдалі варіанти, які не пройшли фінальних вимірів, або пішли на розбирання прототипи. Я не займаюся виготовленням під замовлення одиничних апаратів, а якщо і займаюся, то перш за все особисто мені це повинно бути цікаво або схемотехнически, або матеріально, але тут доведеться сильно зацікавить.

Простий перетворювач 12В на 220В зібраний на відомої всім мікросхемі TL494. ШІМ контролер навантажений на комплементарні транзистори серії BC547 і BC557, ті в свою чергу розгойдують польові транзистори IRF540, навантаженням якої є силовий трансформатор AC. На виході трансформатора отримуємо модифікований синус сигнал з напругою 220В.

Схема інвертора на ШІМ контролері TL494

Застосування мікросхеми ШІМ TL494 не тільки робить конструкцію надзвичайно економічною з її мінімальними деталями, але також досить ефективною і точною. Підстроювання частоти від 60 Гц до 50 Гц проводитися резистором 100К і конденсатором 220nF підключені до 5-ої і 6-ої ніжки мікросхеми. Потужність інвертора буде визначається потужністю використовуваного трансформатора і ємністю акумулятора. Для виготовлення трансформатора застосовується будь-який відповідний феритовий сердечник, який здатний розмістити дві обмотки.

Первинна обмотка складається з 5 х 5 витків з центральним відведенням, намотані паралельно, діаметр проводів 2 мм. Вторинна обмотка має від 200 до 300 витків дроту діаметром 0,5 мм. При включенні інвертора схема відразу починає працювати, варто лише підлаштувати частоту рівну частоті електричної мережі. У більшості випадків схема інвертора підійде для живлення електричних ламп, нагрівальних елементів невеликої потужності і т.д.

Тільки найголовніше.
Напруга харчування 8-35в (на кшталт можна до 40в, але не відчував)
Можливість працювати в однотактному і двотактному режимі.

Для однотактного режиму максимальна тривалість імпульсу становить 96% (не менше 4% мертвого часу).
Для двотактного варіанти - тривалість мертвого часу не може бути менше 4%.
Подаючи на висновок 4 напруга 0 ... 3,3в можна регулювати мертве час. І здійснювати плавний запуск.
Є вбудований стабілізований джерело опорного напруги 5в і струмом до 10мА.
Є вбудований захист від зниженої напруги живлення, виключаючи нижче 5,5 ... 7в (найчастіше 6,4в). Біда в тому, що при такій напрузі мосфети вже переходять в лінійний режим і згоряють ...
Є можливість вимкне генератор мікросхеми замкнувши ключем висновок Rt (6) висновок опорного напруги (14) або висновок Ct (5) на землю.

Робоча частота 1 ... 300кГц.

Два вбудованих операційних підсилювача «помилки» з коефіцієнтом посилення Ку \u003d 70..95Дб. Входи - висновки (1); (2) і (15); (16). Виходи підсилювачів об'єднані елементом АБО, тому той на виході якого напруга більше і управляє тривалістю імпульсу. Один із входів компаратора зазвичай прив'язують до опорної напруги (14), а другий - куди нада ... Затримка сигналу всередині Підсилювача 400нс, вони не призначені для роботи в межах одного такту.

Вихідні каскади мікросхеми при середньому струмі в 200мА, досить швидко заряджають вхідну ємність затвора потужного мосфети, але не забезпечують її розряд. за прийнятний час. У зв'язку з чим обов'язково необхідний зовнішній драйвер.

Висновок (5) кондесатор С2 і висновок (6) резистори R3; R4 - задають частоту внутрішнього генератора мікросхеми. У двотактному режимі вона ділитися на 2.

Є можливість синхронізації, запуск вхідними імпульсами.

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості
Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості (відношення тривалості імпульсу до тривалості паузи). З одне транзисторним вихідним драйвером. Такий режим реалізується, якщо з'єднати висновок 13 із загальною шиною живлення.

Схема (1)

Оскільки мікросхема має два вихідних каскаду, які в даному випадку працюють синфазно, їх для збільшення вихідного струму можна включити паралельно ... Або не включати ... (зеленим кольором на схемі) Так само не завжди ставитися і резистор R7.

Вимірюючи операційним підсилювачем напруга на резисторі R10, можна обмежити вихідний струм. На другий вхід подається опорна напруга делителем R5; R6. Ну розумієте R10 буде грітися.

Ланцюг С6; R11, на (3) ногу, ставлять для більшої стійкості, даташит просить, але працює і без неї. Транзистор можна взяти і npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості. З двох транзисторним вихідним драйвером (комплементарний повторювач).
Що можу сказати? Форма сигналу краще, скорочуються перехідні процеси в моменти перемикання, вище здатність навантаження, менше теплові втрати. Хоча може бути це суб'єктивна думка. Але. Зараз я використовую тільки двох транзисторний драйвер. Так, резистор в ланцюзі затвора обмежує швидкість перехідних процесів при перемиканні.

Схема (4)

А тут маємо схему типового підвищує (boost) регульованого однотактного перетворювача, з регулюванням напруги і обмеженням струму.

Схема робоча, збиралася мною в декількох варіантах. Вихідна напруга залежить від кількості витків котушки L1, ну і від опору резисторів R7; R10; R11, які при налагодженні підбираються ... Саму котушку можна мотати на чому завгодно. Розмір - в залежності від потужності. Кільце, Ш-сердечник, навіть просто на стрижні. Але вона не повинна входити в насичення. Тому якщо кільце з фериту, то потрібно розрізати і склеїти з зазором. Добре підуть великі кільця з комп'ютерних блоків живлення, їх різати не треба, вони з "рапиленного заліза" зазор вже передбачений. Якщо сердечник Ш-подібний - ставити не магнітний зазор, бувають з коротким середнім керном - ці вже з зазором. Коротше, мотаємо товстим мідним або монтажним проводом (0,5-1,0мм залежно від потужності) і числом витків 10-і більше (в залежності, яка напруга бажаємо отримати). Підключаємо навантаження на плановане напруга невеликої потужності. Підключаємо наше творіння до акумулятора через потужну лампу. Якщо лампа не загорілася в повний накал - беремо вольтметр і осцилограф ...

Підбираємо резистори R7; R10; R11 і число витків котушки L1, домагаючись задуманого напруги на навантаженні.

Дросель ДР1 - 5 ... 10 витків товстим проводом на будь-якому осерді. Бачив навіть варіанти, де L1 і Др1 намотані на одному сердечнику. Сам не перевіряв.

Схема (5)

Це теж реальна схема підвищуючого перетворювача, який можна використовувати, наприклад для зарядки ноутбука від автомобільного акумулятора. Компаратор по входах (15); (16) стежить за напругою акумулятора "донора" і відключить перетворювач, коли напруга на ньому впаде нижче обраного порога.

Ланцюг С8; R12; VD2 - так званий Снаббер, призначений для придушення індуктивних викидів. Рятує низьковольтний мосфети, наприклад IRF3205 витримує, якщо не помиляюся, (стік - витік) до 50в. Однак здорово зменшує ККД. І діод і резистор пристойно гріються. За те збільшується надійність. У деяких режимах (схемах) без нього просто відразу згорає потужний транзистор. А буває працює і без всього цього ... Треба дивитися осцилограф ...

Схема (6)

Двотактний задає генератор.
Різні варіанти виконання та регулювань.
На перший погляд величезна різноманітність схем включення зводиться до набагато більш скромному кількістю дійсно працюють ... Перше, що я зазвичай роблю, коли бачу "хитру" схему - перемальовую в звичному для себе стандарті. Раніше це називалося - ГОСТ. Зараз малюють не зрозуміло як, що вкрай ускладнює сприйняття. І приховує помилки. Думаю, що часто це робиться спеціально.
Генератор, що задає для напівмоста або моста. Це найпростіший генератор, Тривалість імпульсів і частота регулюється в ручну. Оптрон по (3) нозі теж можна регулювати тривалість, проте регулювання дуже гостра. Я використовував для переривання роботи мікросхеми. Деякі "корифеї" кажуть, що управляти по (3) висновку не можна, мікросхема згорить, але мій досвід підтверджує працездатність даного рішення. До речі воно вдало використовувалося в зварювальному инвертор.

ІМПУЛЬСНИЙ блоку ХАРЧУВАННЯ НА TL494 І IR2110

В основу більшості автомобільних та мережевих перетворювачів напруги покладено спеціалізований контролер TL494 і оскільки він головний, було б не справедливо коротко не розповісти про принцип його роботи.
Контрллер TL494 представляє з себе пластиковий корпус DIP16 (є варіанти і в планарном корпусі, але в даних конструкціях він не використовується). Функціональна схема контролера приведена на рис.1.

Рисунок 1 - Структурна схема мікросхеми TL494.

Як видно з малюнка у мікросхеми TL494 дуже розвинені ланцюга управління, що дозволяє на її базі будувати перетворювачі практично під будь-які вимоги, але спочатку кілька слів про функціональні вузлах контролера.
Ланцюги Іона і захисту від Недонапряженіе харчування. Схема включається при досягненні харчуванням порога 5.5..7.0 В (типове значення 6.4В). До цього моменту внутрішні шини контролю забороняють роботу генератора і логічної частини схеми. Струм холостого ходу при напрузі живлення + 15В (вихідні транзистори відключені) не більше 10 мА. ІОН + 5В (+4.75 .. + 5.25 В, стабілізація по виходу не гірше +/- 25мВ) забезпечує витікаючий струм до 10 мА. Умощнять ІОН можна тільки використовуючи npn-емітерний повторювач (див TI стор. 19-20), але на виході такого "стабілізатора" напруга буде сильно залежати від струму навантаження.
Генератор виробляє на времязадающей конденсаторі Сt (висновок 5) Пікоподібне напруга 0 .. + 3.0В (амплітуда задана Іоном) для TL494 Texas Instruments і 0 ... + 2.8В для TL494 Motorola (чого ж чекати від інших?), відповідно для TI F \u003d 1.0 / (RtCt), для Мотороли F \u003d 1.1 / (RtCt).
Допустимі робочі частоти від 1 до 300 кГц, при цьому рекомендований діапазон Rt \u003d 1 ... 500кОм, Ct \u003d 470пФ ... 10мкФ. При цьому типовий температурний дрейф частоти становить (природно без урахування дрейфу навісних компонентів) +/- 3%, а догляд частоти в залежності від напруги живлення - в межах 0.1% у всьому допустимому діапазоні.
Для дистанційного вимикання генератора можна зовнішнім ключем замкнути вхід Rt (6) на вихід іона, або - замкнути Ct на землю. Зрозуміло, опір витоку разомкнутого ключа повинно враховуватися при виборі Rt, Ct.
Вхід контролю фази спокою (Скважности) через компаратор фази спокою задає необхідну мінімальну паузу між імпульсами в плечах схеми. Це необхідно як для недопущення наскрізного струму в силових каскадах за межами ІС, так і для стабільної роботи тригера - час перемикання цифровий частини TL494 становить 200 нс. Вихідний сигнал дозволений тоді, коли пила на Cт перевищує напруга на керуючому вході 4 (DT). На тактових частотах до 150 кГц при нульовому керуючому напрузі фаза спокою \u003d 3% періоду (еквівалентну зміщення керуючого сигналу 100..120 мВ), на високих частотах вбудована корекція розширює фазу спокою до 200..300 нс.
Використовуючи ланцюг входу DT, можна задавати фіксовану фазу спокою (R-R дільник), режим м'якого старту (R-C), дистанційне виключення (ключ), а також використовувати DT як лінійний керуючий вхід. Вхідна ланцюг зібрана на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) випливає з ІС а не втікає в неї. Струм досить великий, тому слід уникати високоомних резисторів (не більше 100 кОм). На TI, стор. 23 наведено приклад захисту від перенапруги з використанням 3-вивідного стабилитрона TL430 (431).
підсилювачі помилки - фактично, операційні підсилювачі з Ку \u003d 70..95дБ по постійній напрузі (60 дБ для ранніх серій), Ку \u003d 1 на 350 кГц. Вхідні ланцюги зібрані на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) випливає з ІС а не втікає в неї. Струм досить великий для ОУ, напруга зсуву теж (до 10мВ) тому слід уникати високоомних резисторів в ланцюгах (не більше 100 кОм). Зате завдяки використанню pnp-входів діапазон вхідних напруг - від -0.3В до Vпітанія-2В
При використанні RC частотнозавісімой ОС слід пам'ятати, що вихід підсилювачів - фактично однотактний (послідовний діод!), Так що заряджати ємність (вгору) він зарядить, а вниз - розряджати буде довго. Напруга на цьому виході знаходиться в межах 0 .. + 3.5В (трохи більше розмаху генератора), далі коефіцієнт напруги різко падає і приблизно при 4.5В на виході підсилювачі насичуються. Аналогічно, слід уникати низькоомних резисторів в ланцюзі виходу підсилювачів (петлі ОС).
Підсилювачі не призначені для роботи в межах одного такту робочої частоти. При затримці поширення сигналу всередині підсилювача в 400 нс вони для цього занадто повільні, та й логіка управління тригером не дозволяє (виникали б побічні імпульси на виході). У реальних схемах ПН частота зрізу ланцюга ОС вибирається порядку 200-10000 Гц.
Тригер і логіка управління виходами - При напрузі живлення не менше 7В, якщо напруга пилки на генераторі більше ніж на керуючому вході DT, і якщо напруга пилки більше ніж на будь-якому з підсилювачів помилки (з урахуванням вбудованих порогів і зсувів) - дозволяється вихід схеми. При скиданні генератора з максимуму в нуль - виходи відключаються. Тригер з парафазним виходом ділить частоту надвоє. При логічному 0 на вході 13 (режим виходу) фази тригера об'єднуються по АБО і подаються одночасно на обидва виходи, при логічної 1 - подаються парафазного на кожен вихід порізно.
вихідні транзистори - npn Дарлінгтон з вбудованою теплової захистом (але без захисту по струму). Таким чином, мінімальне падіння напруга між колектором (як правило замкнутим на плюсову шину) і емітттером (на навантаженні) - 1.5В (типове при 200 мА), а в схемі з загальним емітером - трохи краще, 1.1 В типове. Граничний вихідний струм (при одному відкритому транзисторі) обмежений 500 мА, гранична потужність на весь кристал - 1Вт.
Імпульсні блоки живлення поступово витісняють своїх традиційних родичів і в звукотехніці, оскільки і економічно і габаритно виглядають помітно привабливіше. Той же фактор, що імпульсні блоки живлення вносять свою немалу ліплення спотворення підсилювача, а саме появи додаткових прізвуковуже втрачає свою актуальність в основному по двох причинах - сучасна елементна база дозволяє конструювати перетворювачі з частотою перетворення значно вище 40 кГц, отже вносяться джерелом харчування модуляції харчування знаходитимуться вже в ультразвук. Крім цього більш високу частоту по харчуванню набагато легше відфільтрувати і використання двох Г-образних LC фільтрів по ланцюгах харчування вже досить згладжують пульсації на цих частотах.
Звичайно ж є і ложка дьогтю в цій бочці меду - різниця в ціні між типовими джерелом харчування для підсилювача потужності і імпульсним ставати більш помітною при збільшенні потужності цього блоку, тобто чим потужніше блок живлення, тим більше він вигідніше по відношенню до свого типовому аналогу.
І це ще не все. Використовуючи імпульсні джерела живлення необхідно дотримуватися правил монтажу високочастотних пристроїв, а саме використання додаткових екранів, подачі на тепловідвід силової частини загального проводу, а так само правильної розводці землі і підключення екранують оплеток і провідників.
Після невеликого ліричного відступу про особливості імпульсних блоків живлення для підсилювачів потужності собсвенно принципова схема джерела живлення на 400Вт:

Малюнок 1. Принципова схема імпульсного блоку живлення для підсилювачів потужності до 400 Вт
ЗБІЛЬШИТИ В хорошому ЯКОСТІ

Контроллером в даному блоці живлення служить TL494. Зрозуміло, що є і більш сучасні мікросхеми для виконання цього завдання, однак ми використовуємо саме цей контролер з двох причин - його ДУЖЕ легко придбати. Досить тривалий час у виготовляються блоках харчування використовувалися TL494 фірми Texas Instruments проблем за якістю виявлено не було. Підсилювач помилки охоплений ООС, що дозволяє домогтися досить великого коф. стабілізації (відношення резисторів R4 і R6).
Після контролера TL494 варто полумостовой драйвер IR2110, який власне і управляє затворами силових транзисторів. Ісполльзованіе драйвера дозволило відмовитися від трансформатора, широко використовуваного в комп`ютерної блоках харчування. Драйвер IR2110 навантажений на затвори через що прискорюють закриття полевиков ланцюжка R24-VD4 і R25-VD5.
Силові ключі VT2 і VT3 працюють на первинну обмотки силового трансформатора. Середня точка, необхідна для отримання змінної напруги в первинній обмотці трансформатора формується елементами R30-C26 і R31-C27.
Кілька слів про алгоритм роботи імпульсного блоку живлення на TL494:
У момент подачі напруги 220 В ємності фільтрів первинного харчування С15 і С16 заражаються через резистори R8 і R11, що не дозволяє перевантажитися діолному мосту VD струмом короткого замиканіяполностью виряджених С15 і С16. Одночасно відбувається зарядка конденсаторів С1, С3, С6, С19 через лінійку резисторів R16, R18, R20 і R22, стабілізатор 7815 і резистор R21.
Як тільки величина напруги на конденсаторі С6 досягне 12 В стабілітрон VD1 "пробивається" і через нього починає течть ток заряджаючи конденсатор C18 і як тільки на плюсовом виведення цього конденсатора буде досягнута величина достатня для відкриття тиристора VS2 він відкриється. Це спричинить включення реле К1, яке своїми кнтактамі зашунтірует токоограничивающие резистори R8 і R11.Кроме цього відкритий тиристор VS2 відкриє транзистор VT1 і на контролер TL494 і полумостовой драйвер IR2110. Контролер почне режим м'якого старту, тривалість якого залежить від номіналів R7 і C13.
Під час м'якого старту тривалість імпульсів, які відкривають силові транзистори збільшуються поступово, тим самим поступово заряджаючи конденсатори вторинного харчування і обмежуючи струм через випрямні діоди. Тривалість збільшується до тих пір, поки величина вторинного харчування не стане достатньою для відкриття світлодіода оптрона IC1. Як тільки яскравість світлодіода оптрона стане достатньою для відкриття транзистора тривалість імпульсів перестане збільшуватися (малюнок 2).

Малюнок 2. Режим м'якого старту.

Тут слід зазначити, що тривалість м'якого старту обмежена, оскільки проходить через резистори R16, R18, R20, R22 струму не достатньо для живлення контролера TL494, драйвера IR2110 і включилася обмотки рел - напруга живлення цих мікросхем почне зменшуватися і незабаром зменшитися до величини, при якій TL494 перестане виробляти імпульси управління. І саме до цього моменту режим м'якого старту повинен бути закінчений і перетворювач повинен вийти на нормальний режим роботи, оскільки основне живлення контролер TL494 і дрейвер IR2110 отримують від силового трансформатора (VD9, VD10 - випрямляч з середньою точкою, R23-C1-C3 - RC фільтр , IC3 - стабілізатор на 15 В) і саме тому конденсатори C1, C3, C6, C19 мають такі великі номінали - вони повинні утримувати величину харчування контролера до виходу його на звичайний режим роботи.
Стабілізацію вихідної напруги TL494 здійснює шляхом зміни тривалості імпульсів управління силовими транзисторами при незмінній частоті - Ш іротно І мпульсная М одуляція - ШІМ . Це можливо лише за умови, коли величина вторинної напруги силового трансформатора вище необхідної на виході стабілізатора мінімум на 30%, але не більше 60%.

Малюнок 3. Принцип роботи ШІМ стабілізатора.

При збільшенні навантаження вихідна напруга починає зменшуватися, світлодіод оптрона IС1 починає світитися менше, транзистор оптрона закривається, зменшуючи напругу на підсилювачі помилки і тим самим збільшуючи тривалість імпульсів управління до тих пір, поки чинне напруга не досягне величини стабілізації (рисунок 3). При зменшенні навантаження напруга почне збільшуватися, світлодіод оптрона IC1 почне світитися яскравіше, тим самим відкриваючи транзистор і зменшуючи тривалість імпульсів до тих пір, поки величина діючого значення вихідної напруга не зменшитися до стабилизируемой величини. Величину стабилизируемого напруги регулюють підлаштування резистором R26.
Слід зазначити, що контролером TL494 регулюється не тривалість кожного імпульсу в залежності від вихідної напруги, а лише середнє значення, тобто вимірювальна частина має некотрая інерційність. Однак навіть при встановлених конденсаторах у вторинному харчуванні ємністю 2200 мкФ провали харчування при пікових короткочасних навантаженнях не перевищують 5%, що цілком прийнятно для апаратури HI-FI класу. Ми ж зазвичай ставимо конденсатори у вторинному харчуванні 4700 мкФ, що дає упевнений запас на пікові значення, а використання дроселя групової стабілізації дозволяє контролювати всі 4 вихідних силових напруги.
Даний імпульсний блок живлення оснащений захистом від перевантаження, вимірювальним елементом якої служить трансформатор струму TV1. Як тільки струм досягне критичної величини відкривається тиристор VS1 і зашунітрует харчування кінцевого каскаду контролера. Імпульси управління зникають і блок живлення переходить в черговий режим, в якому може знаходитися досить довго, оскільки тиристор VS2 продовжує залишатися відкритим - струму що протікає через резистори R16, R18, R20 і R22 вистачає для утримання його в відкритому стані. Як розрахувати транформатор струму.
Для виведення блоку живлення з чергового режиму необхідно натиснути кнопку SA3, яка своїм контактами зашунтірует тиристор VS2, струм через нього перестане текти і він закриється. Як тільки контакти SA3 разомкнуться транзистор VT1 закриється темряві сами знімаючи харчування з контролера і драйвера. Таким чином схема управління перейде в режим мінімального споживання - тиристор VS2 закритий, отже реле К1 вимкнено, транзистор VT1 закритий, отже контролер і драйвер знеструмлені. Конденсатори С1, С3, С6 і С19 починають заряджатися і як тільки напруга досягне 12 В відкриється тиристор VS2 і станеться запуск імпульсного блоку живлення.
При необхідності перевести блок живлення в черговий режим можна скористатися кнопкою SA2, при натисканні на яку будуть з'єднані база і емітер транзистора VT1. Транзистор закриється і знеструмить контролер і драйвер. Імпульси управління зникнуть, зникнуть і вторинна напруга. Однак харчування не буде знято з реле К1 і повторного запука перетворювача не відбудеться.
Дана схемотехніка дозволяє зібрати джерела живлення від 300-400 Вт до 2000Вт, зрозуміло, що деякі елементи схеми доведеться замінити, оскільки за своїми параметрами вони просто не витримають великих навантажень.
При складанні більш потужних варіантів слід звернути увагу на конденсатори складав фільтрів первинного харчування С15 і С16. Сумарна ємність цих конденсатоов повинна бути пропорціоналаьная потужності блоку живлення і відповідати пропорції 1 Вт вихідної потужності перетворювача напруги відповідає 1 мкФ ємності конденсатора фільтра первинного харчування. Іншими словами, якщо потужність блоку живлення становить 400 Вт, то повинно використовуватися 2 конденсатора по 220 мкФ, якщо мощность 1000 Вт, то необхідно встановлювати 2 конденсатора по 470 мкФ або два по 680 мкФ.
Дана вимога має дві мети. По-перше знижуються пульсації первинного напруга живлення, що полегшує стабіліцацію вихідної напруги. По-друге використання двох конденсаторів замість одного полегшує роботу самого конденсатора, оскільки електролітичні конденсатори серії ТК набагато легше дістати, а вони не зовсім призначені для використання в високочастотних блоках харчування - занадто велике внутрішньо сопроівленіе і на високих частотах ці конденсатори будуть грітися. Використовуючи два штуки знижується внутрішній опір, а що виникає нагрів ділиться вже між двома конденсаторами.
При використанні в якості силових транзисторів IRF740, IRF840, STP10NK60 і їм аналогічних (докладніше про найбільш часто використовуваних в мережевих перетворювачах транзисторах дивись таблицю внизу сторінки) від діодів VD4 і VD5 можна відмовитися взагалі, а номінали резисторів R24 і R25 зменшити до 22 Ом - потужності драйвера IR2110 цілком вистачить для управління цими транзисторами. Якщо ж збирається потужніший імпульсний блок живлення, то будуть потрібні і більш потужні транзистори. Увагу слід звертати і на максимальний струм транзистора і на його потужність розсіювання - імпульсні стабілізовані блоки живлення дуже чутливі до правильності поставлееного снабера і без нього силові транзистори гріються сильніше оскільки через встановлені в транзисторах діоди починають протікати струми утворилися через самоіндукції. Детальніше про вибір снабера.
Так само не малу лепту в нагрів вносить збільшується без снабера час закриття - транзистор довше знаходиться в лінійному режимі.
Досить часто забувають ще про одну особливість польових транзисторів - зі збільшенням температури їх максимальний струм знижується, причому досить сильно. Виходячи з цього при виборі силових транзисторів для імпульсних блоків живлення слід мати мінімум дворазовий запас по максимальному струму для блоків живлення підсилювачів потужності і триразовий для пристроїв працюють на більша не змінюється навантаження, наприклад індукційну плавильну або декоративне освітлення, заживлення низьковольтного електроінструменту.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється за рахунок дроселя групової стабілізації L1 (ДГС). Слід звернути увагу на напрямок обмоток даного дроселя. Кількість витків повинно бути пропорційно вихідним напруженням. Зрозуміло, що є формули для розрахунку даного Моточні вузла, проте досвід показав, що габаритна потужність сердечника для ДГС повинна становити 20-25% від габаритної потужності силового трансформатора. Мотати можна до заповнення вікна приблизно на 2/3, не забуваючи, що якщо вихідні напруги різні, то обмотка з більш високою напругою повинна бути пропорціоанально більше, наприклад потрібно два двополярної напруги, одне на ± 35 В, а друге для харчування сабвуфера з напругою ± 50 В.
Мотаємо ДГС відразу в чотири дроти до заповнення 2/3 вікна вважаючи витки. Діаметр розраховується виходячи з напруженості струму 3-4 А / мм2. Припустимо у нас вийшло 22 витка, складаємо пропорцію:
22 витка / 35 В \u003d Х витків / 50 В.
Х витків \u003d 22 × 50/35 \u003d 31,4 ≈ 31 виток
Далі обріз два дроти для ± 35 В і домативаем ще 9 витків для напруги ± 50.
УВАГА! Пам'ятайте, що якість стабілізації безпосередньо залежить від того як швидко буде змінюватися напруга до кторому підключений діод оптрона. Для поліпшення коф стаілізаціі має сенс підключити додаткове навантаження до кожного напрузі у вигляді резисторів на 2 Вт і споротівленіем 3,3 кОм. Навантажувальний резистор підключений до напруги, контрольованому Оптрон повинен бути менше в 1,7 ... 2,2 рази.

Моточні дані дані для мережевих імпульсних джерел живлення на феритових кільцях проникністю 2000НМ зведені в таблицю 1.

Моточні ДАНІ ДЛЯ ІМПУЛЬСНИХ ТРАНСФОРМАТОРІВ Обчислити за МЕТОДИКИ ЕНОРАСЯНА Як показали численні експерименти кількість витків можна сміливо зменшувати на 10-15% без остраху входу сердечника в насичення.

реалі зація Типорозмір Частота перетворення, кГц

1 кільце К40х25х11 Габ. потужність Витків на первинку

2 кільця К40х25х11 Габ. потужність Витків на первинку

1 кільце К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

2 кільця К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

3 кільця К45х28х81 Габ. потужність Витків на первинку

4 кільця К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

5 кілець К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

6 кілець К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

7 кілець К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

8 кілець К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

9 кілець К45х28х8 Габ. потужність Витків на первинку

10 кілець К45х28х81 Габ. потужність Витків на первинку

Однак марку фериту дізнатися виходить далеко не завжди, особливо якщо це феррит від малих трансформаторів телевізорів. Вийти з ситуації можна з'ясувавши кількість витків дослідним шляхом. Більш докладно про етов в відео:

Використовуючи наведену вище схемотехнику імпульсного блоку живлення були розроблені і випробувані кілька подмодіфікацій, призначені для решени того чи іншого завдання на різні потужності. Креслення друкованих платах цих блоків живлення наведені нижче.
Друкована плата для імпульсного стабілізованого блоку живлення потужністю до 1200 ... 1500 Вт. Розмір плати 269х130 mm. По суті це більш вдосконалений варіант попередньої друкованої плати. Відрізняється наявністю дроселя групової стабілізації дозволяє контролювати велічену всіх силових напружень, а так само додатковим LC фільтром. Має управління вентилятором і захист від перевантаження. Вихідні напруги складаються з двох двополярного силових джерела і одного двополярного слаботочного, призначеного для харчування попередніх каскадів.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення до 1500 Вт. СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Стабілізований імпульсний блок живлення потужністю до 1500 ... 1800 Вт може бути виконан на друкованій платі розміром 272х100 mm. Блок живлення розрахований під силовий трансформатор виконаний на кільцях К45 і розташований горизонтально. Має два силових двополярного джерела, які можуть об'єднатися в один джерело для живлення підсилювача з дворівневим харчуванням і один Двуполярность слабкострумовий, для попередніх каскадів.

Друкована плата імпульсного блоку живлення до 1800 Вт. СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Цей блок живлення може використовуватися для живлення від мережі автомобільної апаратури великої потужності, наприклад потужних автомобільних підсилювачів, автомобільних кондиціонерів. Розміри плати 188х123. Використовувані випрямні діоди Шотки паралеляться перемичками і вихідний струм може досягати 120 А при напрузі 14 В. Крім цього блок живлення може видавати двополярної напруги з навантажувальною здатністю до 1 А (більше не дозволяють встановлені інтегральні стабілізатори напруги). Силовий трансформатор виконаний на кільця К45, фільтруючий дросель силового напруги на так двох кільцях К40х25х11. Вбудований захист від перевантаження.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для автомобільної апаратури СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Блок живлення до 2000 Вт ви заповнені на двох платах розміром 275х99, розташованих один над одним. Напруга контролюється по одному напрузі. Має захист від перевантаження. У файлі є наскільки варіантів "другого поверху" для двох двополярної напруги, для двох однополярним напружень, для напруг необхідних для двох і трьох рівневий напружень. Силовий трансформатор розташований горизонтально і виконаний на кільцях К45.

Зовнішній вигляд "двоповерхового" блоку живлення СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Блок живлення з двома двополярної напруги або одним для дворівневого підсилювача виконаний на платі розміром 277х154. Імет дросель групової стабілізації, захист від перевантаження. Силовий трансформатора на кільцях К45 і розташований горизонтально. Потужність до 2000 Вт.

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Практично такий же блок живлення, що і вище, але має одне двуполярное вихідна напруга.

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Імпульсний блок живлення має два силових двополярного стабілізованих напруги і одне двуполярное слабкострумове. Оснащений управлінням вентилятора і захистом від перевантаження. Має дросель групової стабілізації і додаткові LC фільтри. Потужність до 2000 ... Потужність 2400 Вт. Плата має розміри 278х146 mm

Зовнішній вигляд друкованої плати СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Друкована плата імпульсного блоку живлення для підсилювача потужності з дворівневими харчуванням розміром 284х184 mm має дросель групової стабілізації і додаткові LC фіьтри, захист від перевантаження і управління вентилятором. Відмінною рисою є використання дискретних транзисторів для прискорення закриття силових транзисторів. Потужність до 2500 ... 2800 Вт.

з дворівневим харчуванням СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Кілька змінений варіант попередньої друкованої плати з двома двополярної напруги. Розмір 285х172. Потужність до 3000 Вт.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для підсилювача СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Мостовий мережевий імпульсний блок живлення потужністю до 4000 ... 4500 Вт виконаний на друкованій платі розміром 269х198 mm Має два двополярного силових напруги, управління вентилятором і захист від перевантаження. Використовує дросель групової стабілізації. Бажано використання виносних додаткових Lфільтров вторинного харчування.

Зовнішній вигляд друкованої плати блоку живлення для підсилювача СКАЧАТИ В ФОРМАТІ LAY

Місця під ферити на платах набагато більше, ніж могло б бути. Справа в тому, що далеко не завжди биваті необходітьмость йти за межі звукового діапазону. Тому і передбачені додаткові площі на платах. Про всяк випадок невелика добірка довідкових даних по силовим транзисторів і посилання, де б їх став купувати я. До речі сказати вже не один раз замовляв і TL494 і IR2110, і звичайно ж силові транзистори. Брав правда далеко не весь асортимент, проте шлюбу поки не траплялося.

ПОПУЛЯРНІ ТРАНЗИСТОРИ ДЛЯ ІМПУЛЬСНИХ ДЖЕРЕЛ ЖИВЛЕННЯ
Наїм-НИЕ	НАПРУГУ			ПОТУЖНІСТЬ	ЄМНІСТЬ затвор	Qg (Вироб-ТЕЛЬ)

Тільки найголовніше.
Напруга харчування 8-35в (на кшталт можна до 40в, але не відчував)
Можливість працювати в однотактному і двотактному режимі.

Для однотактного режиму максимальна тривалість імпульсу становить 96% (не менше 4% мертвого часу).
Для двотактного варіанти - тривалість мертвого часу не може бути менше 4%.
Подаючи на висновок 4 напруга 0 ... 3,3в можна регулювати мертве час. І здійснювати плавний запуск.
Є вбудований стабілізований джерело опорного напруги 5в і струмом до 10мА.
Є вбудований захист від зниженої напруги живлення, виключаючи нижче 5,5 ... 7в (найчастіше 6,4в). Біда в тому, що при такій напрузі мосфети вже переходять в лінійний режим і згоряють ...
Є можливість вимкне генератор мікросхеми замкнувши ключем висновок Rt (6) висновок опорного напруги (14) або висновок Ct (5) на землю.

Робоча частота 1 ... 300кГц.

Два вбудованих операційних підсилювача «помилки» з коефіцієнтом посилення Ку \u003d 70..95Дб. Входи - висновки (1); (2) і (15); (16). Виходи підсилювачів об'єднані елементом АБО, тому той на виході якого напруга більше і управляє тривалістю імпульсу. Один із входів компаратора зазвичай прив'язують до опорної напруги (14), а другий - куди нада ... Затримка сигналу всередині Підсилювача 400нс, вони не призначені для роботи в межах одного такту.

Вихідні каскади мікросхеми при середньому струмі в 200мА, досить швидко заряджають вхідну ємність затвора потужного мосфети, але не забезпечують її розряд. за прийнятний час. У зв'язку з чим обов'язково необхідний зовнішній драйвер.

Висновок (5) кондесатор С2 і висновок (6) резистори R3; R4 - задають частоту внутрішнього генератора мікросхеми. У двотактному режимі вона ділитися на 2.

Є можливість синхронізації, запуск вхідними імпульсами.

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості
Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості (відношення тривалості імпульсу до тривалості паузи). З одне транзисторним вихідним драйвером. Такий режим реалізується, якщо з'єднати висновок 13 із загальною шиною живлення.

Схема (1)

Оскільки мікросхема має два вихідних каскаду, які в даному випадку працюють синфазно, їх для збільшення вихідного струму можна включити паралельно ... Або не включати ... (зеленим кольором на схемі) Так само не завжди ставитися і резистор R7.

Вимірюючи операційним підсилювачем напруга на резисторі R10, можна обмежити вихідний струм. На другий вхід подається опорна напруга делителем R5; R6. Ну розумієте R10 буде грітися.

Ланцюг С6; R11, на (3) ногу, ставлять для більшої стійкості, даташит просить, але працює і без неї. Транзистор можна взяти і npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості. З двох транзисторним вихідним драйвером (комплементарний повторювач).
Що можу сказати? Форма сигналу краще, скорочуються перехідні процеси в моменти перемикання, вище здатність навантаження, менше теплові втрати. Хоча може бути це суб'єктивна думка. Але. Зараз я використовую тільки двох транзисторний драйвер. Так, резистор в ланцюзі затвора обмежує швидкість перехідних процесів при перемиканні.

Схема (4)

А тут маємо схему типового підвищує (boost) регульованого однотактного перетворювача, з регулюванням напруги і обмеженням струму.

Схема робоча, збиралася мною в декількох варіантах. Вихідна напруга залежить від кількості витків котушки L1, ну і від опору резисторів R7; R10; R11, які при налагодженні підбираються ... Саму котушку можна мотати на чому завгодно. Розмір - в залежності від потужності. Кільце, Ш-сердечник, навіть просто на стрижні. Але вона не повинна входити в насичення. Тому якщо кільце з фериту, то потрібно розрізати і склеїти з зазором. Добре підуть великі кільця з комп'ютерних блоків живлення, їх різати не треба, вони з "рапиленного заліза" зазор вже передбачений. Якщо сердечник Ш-подібний - ставити не магнітний зазор, бувають з коротким середнім керном - ці вже з зазором. Коротше, мотаємо товстим мідним або монтажним проводом (0,5-1,0мм залежно від потужності) і числом витків 10-і більше (в залежності, яка напруга бажаємо отримати). Підключаємо навантаження на плановане напруга невеликої потужності. Підключаємо наше творіння до акумулятора через потужну лампу. Якщо лампа не загорілася в повний накал - беремо вольтметр і осцилограф ...

Підбираємо резистори R7; R10; R11 і число витків котушки L1, домагаючись задуманого напруги на навантаженні.

Дросель ДР1 - 5 ... 10 витків товстим проводом на будь-якому осерді. Бачив навіть варіанти, де L1 і Др1 намотані на одному сердечнику. Сам не перевіряв.

Схема (5)

Це теж реальна схема підвищуючого перетворювача, який можна використовувати, наприклад для зарядки ноутбука від автомобільного акумулятора. Компаратор по входах (15); (16) стежить за напругою акумулятора "донора" і відключить перетворювач, коли напруга на ньому впаде нижче обраного порога.

Ланцюг С8; R12; VD2 - так званий Снаббер, призначений для придушення індуктивних викидів. Рятує низьковольтний мосфети, наприклад IRF3205 витримує, якщо не помиляюся, (стік - витік) до 50в. Однак здорово зменшує ККД. І діод і резистор пристойно гріються. За те збільшується надійність. У деяких режимах (схемах) без нього просто відразу згорає потужний транзистор. А буває працює і без всього цього ... Треба дивитися осцилограф ...

Схема (6)

Двотактний задає генератор.
Різні варіанти виконання та регулювань.
На перший погляд величезна різноманітність схем включення зводиться до набагато більш скромному кількістю дійсно працюють ... Перше, що я зазвичай роблю, коли бачу "хитру" схему - перемальовую в звичному для себе стандарті. Раніше це називалося - ГОСТ. Зараз малюють не зрозуміло як, що вкрай ускладнює сприйняття. І приховує помилки. Думаю, що часто це робиться спеціально.
Генератор, що задає для напівмоста або моста. Це найпростіший генератор, Тривалість імпульсів і частота регулюється в ручну. Оптрон по (3) нозі теж можна регулювати тривалість, проте регулювання дуже гостра. Я використовував для переривання роботи мікросхеми. Деякі "корифеї" кажуть, що управляти по (3) висновку не можна, мікросхема згорить, але мій досвід підтверджує працездатність даного рішення. До речі воно вдало використовувалося в зварювальному инвертор.