Вже згадана мікросхема відноситься до переліку найбільш поширених і широко застосовуваних інтегральних електронних схем. Попередником її була серія UC38хх ШІМ-контролерів компанії Unitrode. У 1999 році ця фірма була куплена компанією Texas Instruments, і з тих пір почалося розвиток лінійки цих контролерів, що призвело до створення на початку 2000-х рр. мікросхем серії TL494. Крім уже зазначених вище ІБП, їх можна зустріти в регуляторах постійної напруги, в керованих приводах, в пристроях плавного пуску, - словом скрізь, де використовується ШІМ-регулювання.

Серед фірм, клонувати дану мікросхему, значаться такі всесвітньо відомі бренди, як Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Всі вони дають докладний опис своєї продукції, так званий TL494CN datasheet.

документація

Аналіз описів розглянутого типу мікросхеми від різних виробників показує практичну ідентичність її характеристик. Обсяг відомостей, що наведені різними фірмами, практично однаковий. Більш того, TL494CN datasheet від таких брендів, як Motorola, Inc і ON Semiconductor повторюють один одного в своїй структурі, що приводяться малюнках, таблицях і графіках. Дещо відрізняється від них виклад матеріалу у фірми Texas Instruments, однак при уважному його вивченні стає ясно, що мається на увазі ідентичний виріб.

Призначення мікросхеми TL494CN

Опис її за традицією почнемо з призначення і переліку внутрішніх пристроїв. Вона являє собою ШІМ-контролер з фіксованою частотою, призначений переважно для застосування в ДБЖ, і містить наступні пристрої:

• генератор пилкоподібної напруги (ДПН);
• підсилювачі помилки;
• джерело еталонного (опорного) напруги +5 В;
• схема регулювання «мертвого часу»;
• вихідні на струм до 500 мА;
• схема вибору одно- або двотактного режиму роботи.

граничні параметри

Як і у будь-який інший мікросхеми, у TL494CN опис в обов'язковому порядку повинно містити перелік гранично допустимих експлуатаційних характеристик. Дамо їх на підставі даних Motorola, Inc:

1. Напруга живлення: 42 В.
2. Напруга на колекторі вихідного транзистора: 42 В.
3. Струм колектора вихідного транзистора: 500 мА.
4. Діапазон вхідної напруги підсилювача: від - 0,3 В до +42 В.
5. Потужність, що розсіюється (при t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Діапазон температур зберігання: від -55 до +125 ° С.
7. Діапазон робочих температур навколишнього середовища: від 0 до +70 ° С.

Слід зазначити, що параметр 7 для мікросхеми TL494IN дещо ширше: від -25 до +85 ° С.

Конструкція мікросхеми TL494CN

Опис на російській мові висновків її корпусу наведено на малюнку, розташованому нижче.

Мікросхема поміщена в пластиковий (на це вказує літера N в кінці її позначення) 16-контактний корпус з висновками pdp-типу.

Зовнішній вигляд її показаний на фото нижче.

TL494CN: схема функціональна

Отже, завданням даної мікросхеми є широтно-імпульсна модуляція (ШІМ, або англ. Pulse Width Modulated (PWM)) імпульсів напруги, що виробляються всередині як регульованих, так і нерегульованих ДБЖ. У блоках харчування першого типу діапазон тривалості імпульсів, як правило, досягає максимально можливої \u200b\u200bвеличини (~ 48% для кожного виходу в двотактних схемах, широко використовуваних для харчування автомобільних аудіо підсилювача).

Мікросхема TL494CN має в загальній складності 6 висновків для вихідних сигналів, 4 з них (1, 2, 15, 16) є входами внутрішніх підсилювачів помилки, які використовуються для захисту джерел безперервного живлення від струмових і потенційних перевантажень. Контакт № 4 - це вхід сигналу від 0 до 3 В для регулювання шпаруватості вихідних прямокутних імпульсів, а № 3 є виходом компаратора і може бути використаний декількома способами. Ще 4 (номери 8, 9, 10, 11) являють собою вільні колектори і емітери транзисторів з гранично допустимим струмом навантаження 250 мА (в тривалому режимі не більше 200 мА). Вони можуть з'єднуватися попарно (9 з 10, а 8 з 11) для управління потужними польовими з гранично допустимим струмом 500 мА (не більше 400 мА в тривалому режимі).

Яке ж внутрішній устрій TL494CN? Схема її показана на малюнку нижче.

Мікросхема має вбудований джерело опорної напруги (ДОН) +5 В (№ 14). Він зазвичай використовується в якості еталонного напруги (з точністю ± 1%), що подається на входи схем, які споживають не більше 10 мА, наприклад, на висновок 13 вибору одно- або двотактного режиму роботи мікросхеми: при наявності на ньому +5 В вибирається другий режим , при наявності на ньому мінуса напруги харчування - перший.

Для настройки частоти генератора пилкоподібної напруги (ДПН) використовують конденсатор і резистор, що підключаються до контактів 5 і 6 відповідно. І, звичайно, мікросхема має висновки для підключення плюса і мінуса джерела живлення (номера 12 і 7 відповідно) в діапазоні від 7 до 42 В.

Зі схеми видно, що є ще ряд внутрішніх пристроїв в TL494CN. Опис російською мовою їх функціонального призначення буде дано нижче по ходу викладу матеріалу.

Функції висновків вхідних сигналів

Як і будь-яке інше електронний пристрій. розглянута мікросхема має свої входи і виходи. Ми почнемо з перших. Вище вже було дано перелік цих висновків TL494CN. Опис російською мовою їх функціонального призначення буде далі наведено з докладними поясненнями.

висновок 1

Це позитивний (неинвертирующий) вхід підсилювача сигналу помилки 1. Якщо напруга на ньому нижче, ніж напруга на виводі 2, вихід підсилювача помилки 1 буде мати низький рівень. Якщо ж воно буде вище, ніж на контакті 2, сигнал підсилювача помилки 1 стане високим. Вихід підсилювача по суті, повторює позитивний вхід з використанням виведення 2 в якості еталону. Функції підсилювачів помилки будуть більш детально описані нижче.

висновок 2

Це негативне (інвертується) вхід підсилювача сигналу помилки 1. Якщо цей висновок вище, ніж на виводі 1, вихід підсилювача помилки 1 буде низьким. Якщо ж напруга на цьому висновку нижче, ніж напруга на виводі 1, вихід підсилювача буде високим.

висновок 15

Він працює точно так само, як і № 2. Найчастіше другий підсилювач помилки не використовується в TL494CN. Схема включення її в цьому випадку містить висновок 15 просто підключений до 14-му (опорна напруга +5 В).

висновок 16

Він працює так само, як і № 1. Його зазвичай приєднують до загального № 7, коли другий підсилювач помилки не використовується. З висновком 15, підключеним до +5 В і № 16, підключеним до загального, вихід другого підсилювача низький і тому не має ніякого впливу на роботу мікросхеми.

висновок 3

Цей контакт і кожен внутрішній підсилювач TL494CN пов'язані між собою через діоди. Якщо сигнал на виході будь-якого з них змінюється з низького на високий рівень, то на № 3 він також переходить в високий. Коли сигнал на цьому висновку перевищує 3,3 В, вихідні імпульси вимикаються (нульова шпаруватість). Коли напруга на ньому близько до 0 В, тривалість імпульсу максимальна. У проміжку між 0 і 3,3 В, тривалість імпульсу становить від 50% до 0% (для кожного з виходів ШІМ-контролера - на висновках 9 і 10 в більшості пристроїв).

Якщо необхідно, контакт 3 може бути використаний в якості вхідного сигналу або може бути використаний для забезпечення демпфірування швидкості зміни ширини імпульсів. Якщо напруга на ньому високий (\u003e ~ 3,5 В), немає ніякого способу для запуску ДБЖ на ШІМ-контролері (імпульси від нього будуть відсутні).

висновок 4

Він керує діапазоном скважности вихідних імпульсів (англ. Dead-Time Control). Якщо напруга на ньому близько до 0 В, мікросхема буде в змозі видавати як мінімально можливу, так і максимальну ширину імпульсу (що задається іншими вхідними сигналами). Якщо на цей висновок подається напруга близько 1,5 В, ширина вихідного імпульсу буде обмежена до 50% від його максимальної ширини (або ~ 25% робочого циклу для двотактного режиму ШІМ-контролера). Якщо напруга на ньому високий (\u003e ~ 3,5 В), немає ніякого способу для запуску ДБЖ на TL494CN. Схема включення її часто містить № 4, підключений безпосередньо до землі.

• важливо запам'ятати! Сигнал на висновках 3 і 4 повинен бути нижче ~ 3,3 В. А що буде, якщо він близький, наприклад, до + 5 В? Як тоді поведе себе TL494CN? Схема перетворювача напруги на ній не буде виробляти імпульси, тобто НЕ буде вихідної напруги від ДБЖ.

висновок 5

Служить для приєднання времязадающего конденсатора Ct, причому другий його контакт приєднується до землі. Значення ємності зазвичай від 0,01 μF до 0,1 μF. Зміни величини цього компонента ведуть до зміни частоти ДПН і вихідних імпульсів ШІМ-контролера. Як правило тут використовуються конденсатори високої якості з дуже низьким температурним коефіцієнтом (з дуже невеликою зміною ємності зі зміною температури).

висновок 6

Для підключення врямязадающего резистора Rt, причому другий його контакт приєднується до землі. Величини Rt і Ct визначають частоту ДПН.

• f \u003d 1,1: (Rt х Ct).

висновок 7

Він приєднується до загального проводу схеми пристрою на ШІМ-контролері.

висновок 12

Він замаркований літерами VCC. До нього приєднується «плюс» джерела живлення TL494CN. Схема включення її зазвичай містить № 12, з'єднаний з комутатором джерела живлення. Багато ДБЖ використовують цей висновок, щоб включати харчування (і сам ДБЖ) і вимикати його. Якщо на ньому є +12 В і № 7 заземлений, ДПН і ІОН мікросхеми будуть працювати.

висновок 13

Це вхід режиму роботи. Його функціонування було описано вище.

Функції висновків вихідних сигналів

Вище вони ж були перераховані для TL494CN. Опис російською мовою їх функціонального призначення буде нижче наведено з докладними поясненнями.

висновок 8

На цій мікросхемі є 2 npn-транзистора, які є її вихідними ключами. Цей висновок - колектор транзистора 1, як правило, підключений до джерела постійної напруги (12 В). Проте в схемах деяких пристроїв він використовується в якості виходу, і можна побачити на ньому меандр (як і на № 11).

висновок 9

Це емітер транзистора 1. Він керує потужним транзистором ДБЖ (польовим в більшості випадків) в двотактної схемою або безпосередньо, або через проміжний транзистор.

висновок 10

Це емітер транзистора 2. У однотактному режимі роботи сигнал на ньому такої ж, як і на № 9. У двотактному режимі сигнали на №№ 9 і 10 противофазно, т. Е. Коли на одному високий рівень сигналу, то на іншому він низький, і навпаки. У більшості пристроїв сигнали з емітерів вихідних транзисторних ключів розглянутої мікросхеми керують потужними польовими транзисторами, які приводилися в стан ВКЛЮЧЕНО, коли напруга на висновках 9 і 10 високе (вище ~ 3,5 В, але він ніяк не відноситься до рівня 3,3 В на № № 3 і 4).

висновок 11

Це колектор транзистора 2, як правило, підключений до джерела постійної напруги (+12 В).

• Примітка: У пристроях на TL494CN схема включення її може містити в якості виходів ШІМ-контролера як колектори, таки емітери транзисторів 1 і 2, хоча другий варіант зустрічається частіше. Є, однак, варіанти, коли саме контакти 8 і 11 є виходами. Якщо ви знайдете невеликий трансформатор в ланцюзі між мікросхемою і польовими транзисторами, вихідний сигнал, швидше за все, береться саме з них (з колекторів).

висновок 14

Це вихід ІОН, також описаний вище.

Принцип роботи

Як же працює мікросхема TL494CN? Опис порядку її роботи дамо за матеріалами Motorola, Inc. Вихід імпульсів з широтной модуляцією досягається шляхом порівняння позитивного пилоподібного сигналу з конденсатора Ct з будь-яким з двох керуючих сигналів. Логічні схеми АБО-НЕ управління вихідними транзисторами Q1 і Q2, відкривають їх тільки тоді, коли сигнал на тактовій вході (С1) тригера (див. Функціональну схему TL494CN) переходить в низький рівень.

Таким чином, якщо на вході С1 тригера рівень логічної одиниці, то вихідні транзистори закриті в обох режимах роботи: однотактному і двотактному. Якщо на цьому вході присутній сигнал то в двотактному режимі транзисторні ключі відкриваються почергово по приходу зрізу тактового імпульсу на тригер. У однотактному режимі тригер не використовується, і обидва вихідних ключа відкриваються синхронно.

Це відкрите стан (в обох режимах) можливо тільки в тій частині періоду ДПН, коли пилкоподібна напруга більше, ніж керуючі сигнали. Таким чином, збільшення або зменшення величини керуючого сигналу викликає відповідно лінійне збільшення або зменшення ширини імпульсів напруги на виходах мікросхеми.

В якості керуючих сигналів може бути використано напруга з виведення 4 (управління «мертвим часом»), входи підсилювачів помилки або увійти сигналу зворотного зв'язку з виведення 3.

Перші кроки по роботі з мікросхемою

Перш ніж робити будь-яке корисне пристрій, рекомендується вивчити, як працює TL494CN. Як перевірити її працездатність?

Візьміть свою макетну плату, встановіть на неї мікросхему і підключіть проводи згідно наведеної нижче схемою.

Якщо все підключено правильно, то схема буде працювати. Залиште висновки 3 і 4 не є вільними. Використовуйте свій осцилограф, щоб перевірити роботу ДПН - на виведення 6 ви повинні побачити пилкоподібна напруга. Виходи будуть нульовими. Як же визначити їх працездатність в TL494CN. Перевірка її може бути виконана таким чином:

1. Підключіть вихід зворотного зв'язку (№ 3) і вихід управління «мертвим часом» (№ 4) до спільного висновку (№ 7).
2. Тепер ви повинні виявити прямокутні імпульси на виходах мікросхеми.

Як посилити вихідний сигнал?

Вихід TL494CN є досить слабкострумових, а ви, звичайно ж, хочете більшої потужності. Таким чином, ми повинні додати кілька потужних транзисторів. Найбільш просто використовувати (і дуже легко отримати - зі старої материнської плати комп'ютера) n-канальні силові МОП-транзистори. Ми повинні при цьому проинвертировать вихід TL494CN, т. К. Якщо ми підключимо n-канальний МОП-транзистор до нього, то при відсутності імпульсу на виході мікросхеми він буде відкритим для протікання постійного струму. При може просто згоріти ... Так що дістаємо універсальний npn-транзистор і підключаємо згідно наведеної нижче схемою.

Потужний МОП-транзистор в цій схемі управляється в пасивному режимі. Це не дуже добре, але для цілей тестування і малої потужності цілком підходить. R1 у схемі є навантаженням npn-транзистора. Виберіть його відповідно до максимально допустимим струмом його колектора. R2 являє собою навантаження нашого силового каскаду. У наступних експериментах він буде замінений трансформатором.

Якщо ми тепер подивимося осциллографом сигнал на виводі 6 мікросхеми, то побачите «пилку». На № 8 (К1) можна як і раніше бачити прямокутні імпульси, а на стоці МОП-транзистора такі ж за формою імпульси, але більшої величини.

А як підняти напругу на виході?

Тепер давайте отримаємо деяку напругу вище за допомогою TL494CN. Схема включення і розводки використовується та ж сама - на макетної платі. Звичайно, досить високої напруги на ній не отримати, тим більше що немає будь-якого радіатора на силових МОП-транзисторах. І все ж, підключіть невеликий трансформатор до вихідного каскаду, згідно з цією схемою.

Первинна обмотка трансформатора містить 10 витків. Вторинна обмотка містить близько 100 витків. Таким чином, коефіцієнт трансформації дорівнює 10. Якщо подати 10В в первинну обмотку, ви повинні отримати близько 100 В на виході. Сердечник виконаний з фериту. Можна використовувати деякий середнього розміру сердечник від трансформатора блоку живлення ПК.

Будьте обережні, вихід трансформатора під високою напругою. Струм дуже низький і не вб'є вас. Але можна отримати хороший удар. Ще одна небезпека - якщо ви встановите великий конденсатор на виході, він буде накопичувати великий заряд. Тому після виключення схеми, його слід розрядити.

На виході схеми можна включити будь-який індикатор на кшталт лампочки, як на фото нижче.

Вона працює від напруги постійного струму, і їй необхідно близько 160 В, щоб засвітитися. (Харчування всього пристрою становить близько 15 В - на порядок нижче.)

Схема з трансформаторним виходом широко застосовується в будь-яких ДБЖ, включаючи і блоки живлення ПК. У цих пристроях, перший трансформатор, підключений через транзисторні ключі до виходів ШІМ-контролера, служить для низьковольтної частини схеми, що включає TL494CN, від її високовольтної частини, що містить трансформатор напруги.

Регулятор напруги

Як правило, в саморобних невеликих електронних пристроях харчування забезпечує типовий ДБЖ ПК, виконаний на TL494CN. Схема включення БП ПК загальновідома, а самі блоки легкодоступні, оскільки мільйони старих ПК щорічно утилізуються або продаються на запчастини. Але як правило, ці ДБЖ виробляють напруги не вище 12 В. Цього дуже мало для частотно-регульованого приводу. Звичайно, можна було б постаратися і використовувати ДБЖ ПК підвищеної напруги для 25 В, але його буде важко знайти, і занадто багато потужності буде розсіюватися на напрузі 5 В в логічних елементах.

Однак на TL494 (або аналогах) можна побудувати будь-які схеми з виходом на підвищену потужність і напруга. Використовуючи типові деталі з ДБЖ ПК і потужні МОП-транзистори від материнської плати, можна побудувати ШІМ-регулятор напруги на TL494CN. Схема перетворювача представлена \u200b\u200bна малюнку нижче.

На ній можна побачити схему включення мікросхеми і вихідний каскад на двох транзисторах: універсальному npn- і потужному МОП.

Основні частини: T1, Q1, L1, D1. Біполярний T1 використовується для управління потужним МОП-транзистором, підключеним спрощеним способом, так зв. «Пасивним». L1 є дроселем індуктивності від старого принтера HP (близько 50 витків, 1 см висота, ширина 0,5 см з обмотками, відкритий дросель). D1 - це від іншого пристрою. TL494 підключена альтернативним способом по відношенню до вищеописаного, хоча можна використовувати будь-який з них.

С8 - конденсатор малої місткості, щоб запобігти впливу шумів, що надходять на вхід підсилювача помилки, величина 0,01uF буде більш-менш нормальною. Великі значення будуть сповільнювати установку необхідного напруги.

С6 - ще менший конденсатор, він використовується для фільтрації високочастотних перешкод. Його ємність - до декількох сотень пикофарад.

Як самому виготовити повноцінний блок живлення з діапазоном регульованого напруги 2,5-24 вольта, так дуже просто, повторити може кожен не маючи за плечима радіоаматорського досвіду.

Робити будемо з старого комп'ютерного блоку живлення, ТХ або АТХ без різниці, благо, за роки PC Ери у кожного вдома вже накопичилося достатньо кількість старого комп'ютерного заліза і БП напевно теж там є, тому собівартість саморобки буде незначною, а для деяких майстрів дорівнює нулю рублів .

Мені дістався для переробки ось який АТ блок.

Чим могутніше будете використовувати БП тим краще результат, мій донор всього 250W з 10 амперами на шині + 12v, а на ділі при навантаженні всього 4 А він вже не справляється, відбувається повна просадка вихідної напруги.

Дивіться що написано на корпусі.

Тому дивіться самі, який струм ви плануєте отримувати з вашого регульованого БП, такий потенціал донора і закладайте відразу.

Варіантів доопрацювання стандартного комп'ютерного БП безліч, але всі вони засновані на зміні в обв'язку мікросхеми IC - TL494CN (її аналоги DBL494, КА7500, IR3М02, А494, МВ3759, М1114ЕУ, МPC494C і т.д.).

Рис №0 терморегулятори мікросхеми TL494CN і аналогів.

Подивимося кілька варіантів виконання схем комп'ютерних БП, можливо одна з них виявиться ваша і розбиратися з обв'язкою стане набагато простіше.

Схема №1.

Приступимо до роботи.
Для початку необхідно розібрати корпус БП, викручуємо чотири болта, знімаємо кришку і дивимося всередину.

Шукаємо на платі мікросхему зі списку вище, якщо такої не виявиться, тоді можна пошукати варіант доопрацювання в інтернеті під вашу IС.

У моєму випадку на платі була виявлена \u200b\u200bмікросхема KA7500, значить можна приступати до вивчення обв'язки і розташуванню непотрібних нам деталей, які необхідно видалити.

Для зручності роботи, спочатку повністю відкрутимо всю плату і виймемо з корпусу.

На фото роз'єм живлення 220v.

Від'єднати харчування і вентилятор, Випаюємо або викусивать вихідні дроти, щоб не заважали нам розбиратися в схемі, залишимо тільки необхідні, один жовтий (+ 12v), чорний (загальний) і зелений * (пуск ON) якщо є такий.

У моєму АТ блоці зеленого проводу немає, тому він буде виконуватися за включенні в розетку. Якщо блок АТС, то в ньому повинен бути зелений провід, його необхідно припаяти на "загальний", а якщо забажаєте зробити окрему кнопку включення на корпусі, то тоді просто поставте вимикач в розрив цього проводу.

Тепер треба подивитися на скільки вольт стоять вихідні великі конденсатори, якщо на них написано менше 30v, то треба замінити їх на аналогічні, тільки з робочим напругу не менше 30 вольт.

На фото - чорні конденсатори як варіант заміни для синього.

Робиться це тому, що наш доопрацьований блок буде видавати не +12 вольт, а до +24 вольт, і без заміни конденсатори просто вибухнуть при першому випробуванні на 24v, через кілька хвилин роботи. При підборі нового електроліту ємність зменшувати не бажано, збільшувати завжди рекомендується.

Найвідповідальніша частина роботи.
Будемо видаляти все зайве в обв'язки IC494, і припаювати інші номінали деталей, щоб в результаті вийшла ось така обв'язування (Рис. №1).

Мал. №1 Зміна в обв'язку мікросхеми IC 494 (схема доопрацювання).

Нам будуть потрібні тільки ці ніжки мікросхеми №1, 2, 3, 4, 15 і 16, на інші уваги не звертати.

Мал. №2 Варіант доопрацювання на прикладі схеми №1

Розшифровка позначень.

Робити треба приблизно так, Знаходимо ніжку №1 (де стоїть крапка на корпусі) мікросхеми і вивчаємо, що до неї приєднано, все ланцюга необхідно видалити, від'єднати. Залежно від того як у вас в конкретної модифікації плати будуть розташовані доріжки та впаяні деталі, вибирається оптимальний варіант доопрацювання, це може бути випоювання і піднесений однієї ніжки деталі (розриваючи ланцюг) або простіше буде перерізати доріжку ножем. Визначившись з планом дій, починаємо процес переробки за схемою доопрацювання.

На фото - заміна резисторів на потрібний номінал.

На фото - приподнятием ніжок непотрібних деталей, розриваємо ланцюги.

Деякі резистори, які вже впаяні в схему обв'язки можуть підійти без їх заміни, наприклад, нам необхідно поставити резистор на R \u003d 2.7k з підключенням до "спільного", але там вже стоїть R \u003d 3k підключений до "спільного", це нас цілком влаштовує і ми його залишаємо там без змін (приклад на Рис. №2, зелені резистори не змінюються).

На світлині- перерізані доріжки і додані нові перемички, старі номінали записуємо маркером, може знадобиться відновити все назад.

Таким чином переглядаємо і переробляємо все ланцюга на шести ніжках мікросхеми.

Це був найбільш складний пункт в переробці.

Робимо регулятори напруги та струму.

Беремо змінні резистори на 22к (регулятор напруги) і 330Ом (регулятор струму), припаюємо до них по два 15см дроти, інші кінці упаюємо на плату згідно зі схемою (Рис. №1). Встановлюємо на лицьову панель.

Контроль напруги і струму.
Для контролю нам знадобляться вольтметр (0-30v) і амперметр (0-6А).

Ці прилади можна придбати в Китайських інтернет магазинах за найвигіднішою ціною, мій вольтметр мені обійшовся з доставкою всього 60 рублів. (Вольтметр:)

Амперметр я використовував свій, зі старих запасів СРСР.

ВАЖЛИВО - всередині приладу є резистор Тока (датчик Тока), необхідний нам по схемі (Рис. №1), тому, якщо будете використовувати амперметр, то резистор Тока ставити додатково не треба, без амперметра ставити треба. Зазвичай RТока робиться саморобний, на 2-х ватяну опір МЛТ намотується дріт D \u003d 0,5-0,6 мм, виток до витка на всю довжину, кінці припаяти до висновків опору, ось і все.

Корпус приладу кожен зробить під себе.
Можна залишити повністю металевий, прорізавши отвори під регулятори і прилади контролю. Я використовував обрізки ламінату, їх легше свердлити і випилювати.

TL 494

Мікросхема складається з ШІМ - контролера і лінійки компараторів, які відстежують вихідні напруги і беруть участь у формуванні сигналу P.G. і узгоджувального каскаду що складається з трансформатора і транзисторних ключів. Як ШІМ - контролера використовується - мікросхема ТL494 (ТL493, ТL495) фірми TEXAS INSTRUMENTS або її аналог - мікросхема МРС494 фірми NEC. Зовнішній вигляд і розводка ніжок представлені на рис. 1, а структурна схема ТL494 приведена на рис.2.

Мал. 1

Мал. 2

ІМС буде запускатися в тому випадку якщо на 12 ніжку подати напругу живлення в межах від +7 до 40В.Висновки 1 і 2 - відповідно прямий і інвертується входи підсилювача помилки за сигналом зворотного зв'язку, висновок 4 - вхід регулювання "мертвої зони" (цей час, коли обидва вихідних транзистора мікросхеми закриті навіть при максимальній потужності споживання), висновки 5 (Ст) і 6 (Rт) служать для підключення зовнішніх елементів внутрішнього генератора пилкоподібної напруги, висновок 7 - загальний, висновки 8 і 9 - колектор і емітер першого транзистора, висновки 11 і 10 - відповідно колектор і емітер другого транзистора, висновок 12 - напруга живлення, висновок 13 - вибір режиму роботи (одно- або двотактний режим роботи). Якщо на цьому висновку присутній позитивна напруга 2,4 ... 5 В (логічна "1" для ТТL - схем) - здійснюється двотактний режим роботи, транзистори Q1 і Q2 відкриваються по черзі, вихідні імпульси слідують один щодо одного із зсувом по фазі. Якщо на цьому висновку напруга становить 0 ... 0,4 В (логічний "0" для ТТL - схем) - однотактний режим, при цьому транзистори можна включати паралельно для збільшення вихідного струму. Висновок 14 - вихід опорного напруги (+5 В) від вбудованого стабілізованого джерела опорного напруги, висновки 16 і 15 - відповідно, прямий і інвертується входи підсилювача помилки по сигналу обмеження струму. ШІМ - контролер працює на фіксованій частоті і містить вбудований генератор пилкоподібної напруги, який вимагає для установки частоти тільки двох зовнішніх компонентів - резистора Rт, і конденсатора Ст. Частота генерації визначається за формулою:

t \u003d 1,1 / RтCт

За функціональним вузлам, що входять до складу мікросхеми, її можна розбити на аналогову частину і цифрову.

До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA 3, DA1.

- компаратори DA 1, DA2

- генератор пилоподібного напруги DA6

- допоміжні джерела DA 5, DA 7, DA8

Всі інші елементи, в тому числі і вихідні транзистори утворюють цифрову частину.

З тимчасових діаграм наведених на рис. 3 видно, що моменти появи вихідних керуючих імпульсів, а також їх тривалість визначається станом виходу логічного елемента DD1.Остальная логіка виконує лише допоміжну функцію, поділу вихідних імпульсів на два канала.Оба транзистора мають відкриті колектори і емітери, тому їх можна підключати двояко. При включенні з загальним емітером вихідні імпульси спрямовані викидами вниз від позитивного уровня.С загальним колектором викидами вверх.Все інші імпульси спрямовані викидами вверх.Тріггер DD 2 є двотактним динамічним D-тріггером.Прінціп його роботи в следующем.Каждий з вихідних імпульсів елемента DD 1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу, т. Е. Виключає появу двох відчиняли імпульсів за один період роботи.

ЦИФРОВИЙ ЧАСТИНА.

Розглянемо роботу одного періоду цифрового тракту (див. Рис 3.) Припустимо що на одному з виходів DD 2 наприклад Q присутня логічна одиниця, а на другому /Q логічний нуль, в цьому випадку на обох виходах DD 3 висітимуть одиниці, отже на виході DD 5 буде логічний нуль, тому що з виходу DD 5 можна отримати одиницю тільки в разі якщо на обох входах DD 5 висітимуть нулі. З цієї причини транзистор VT5 буде закрит.Состояніем виходу DD 4 буде логічний нуль, який приходить на один з входів DD6, тим самим забезпечує можливість проходження імпульсу по нижньому каналу.Виходной імпульс з'явиться на транзисторі VT 2 в режимі паузи між вихідними імпульсами елемента DD 1. (тобто. На час коли на виході DD 1 присутня нуль-інтервал діаграми t 1 t2) .Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD 1 (момент t 2 діаграми) не змінить стан елементів цифрового тракту мікросхеми, за винятком елемента DD 6, на виході якого з'явиться логічний нуль, тому транзистор VT2 закроется.Завершеніе вихідного імпульсу DD1 (моментt3) зумовить зміну стан виходів DD2 на протилежне. Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4.Начавшаяся пауза на виході DD1 зумовить проходження вихідного імпульсу по верхньому каналу.Такім чином, основна ідея роботи цифрового тракту полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами DD1.Еслі на вихід 13 мікросхеми подати логічну одиницю, то транзистори VT1і VT2, будуть слідувати один щодо одного із зсувом по фазі на половину періода.Такой режим роботи використовується в тому випадку, якщо робота БП виконана за схемою двотактної. Якщо на ніжку 13 подати логічний нуль, то елементи мікросхеми DD3 і DD4, будуть заблоковані, тобто стан їх виходу не буде зміняться. Вихідні імпульси будуть слідувати без зсуву по фазі. Такий режим роботи використовується, в разі якщо силова частина блоку живлення виконана по однотактной схемою. При такій реалізації колектори і емітери транзисторів об'єднані з метою умощненія.В як одиниця подається на 13 ніжку мікросхеми зазвичай подається напруга з 14 виведення (від джерела внутрішнього стабілізованого напруги.)

Аналогової частини.

Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 діаграма 4, що надходять на один з входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2) надходить на один з входів DD1, не впливає в нормальному режимі роботи, т. К. Вихідний сигнал ШІМ компаратора DA2 ширший. Крім того видно що при зміні рівня напруги на прямому вході компаратора DA 2, ширина вихідних імпульсів буде пропорційно зміняться. У нормальному режимі рівень напруги на вході DA 2 визначається тільки станом підсилювача помилки DA 3, тому що воно перевищує рівень напруги DA4. Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на 1 першу ніжку мікросхеми рівень напруги на вході ШІМ компаратора буде ізменятся.Із тимчасових діаграм слід, що якщо ширина вихідних імпульсів DA 2 в силу будь-яких причин буде зміняться, то управління буде передано компаратору "мертвої зони" DA 1. Самим небезпечним моментом роботи мікросхеми є той момент, коли на прямому входіDA1 висить потенціал рівний "0". А це означає, що керуючі імпульси будуть слідувати практично одна за одною. Тому може виникнути ситуація під назвою "пробою по транзисторної стійці", ситуація коли один транзистор ще не закрився, а другий вже відкритий. Струм в цьому випадку мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Наслідки цієї ситуації плачевні, як правило, вихід з ладу діодного випрямляча, а також вихід з ладу силових ключів інвертора.Поетому управління повинно бути сформовано таким чином, що б спочатку закривався один з транзисторів, а потім відкривався інший. Для цих цілей в схему був включений внутрішнє джерело напруги DA7 (0.1 В).

ПРИНЦИП РОБОТИ TL494
НА ПРИКЛАДІ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ напруги

TL494 по суті вже легендарна мікросхема для імпульсних блоків живлення. Деякі можуть звичайно заперечити, що мовляв зараз вже є більш нові, більш просунуті ШІМ контролери і який сенс возиться з цим мотлохом. Особисто я на це можу сказати тільки одне - Лев Толстой писав взагалі від руки і як писав! А ось наявність на Вашому комп'ютері дві тисячі тринадцятого Ворда чет ні кого не сподвигло на написання хоча б нормального розповіді. Ну да ладно, кому цікаво дивимося далі, кому немає - всього найкращого!
Відразу хочу обмовитися - мова буде йти про TL494 виробництва Техас Инструментс. Справа в тому, що даний контролер має величезну кількість аналогів, вироблених різними заводами і хоча структурна схема у них ДУЖЕ схожа, але це все одно не зовсім однакові мікросхеми - навіть підсилювачі помилки на різних мікросхемах мають різний коф посилення при одній і тій же пасивної обв'язки . Так що після заміни ОБОВ'ЯЗКОВО перевірте параметри ремонтується блоку живлення - на ці граблі я особисто наступав.
Ну це була приказка, а ось і казка починається. Перед Вами структурна схема TL494 якраз від Техас Инструментс. Якщо вдивитися, то не так вже й багато в ній і начинки, проте саме таке поєднання функціональних вузлів дозволило даному контролеру завоювати величезну популярність при копеешная вартості.

Мікросхеми випускаються як в звичайних ДІПовскіх корпусах, так і в планарних, для поверхневого монтажу. Цокольовка в обох випадках аналогічна. Особисто я через свою підсліпуватими вважаю за краще працювати по-старому - звичайні резистори, ДІПовскіе корпусу і так далі.

На сьомий і дванадцятий виведення у нас подається напруга живлення, на сьомий МІНУС, ну або ЗАГАЛЬНИЙ, на дванадцятий ПЛЮС. Діапазон живлять напрженій досить великий - від п'яти до сорока вольт. Для наочності мікросхема обв'язана пасивними елементами, які і задають режими її роботи. Ну а що для чого призначене буде зрозуміло в міру запуску мікросхеми. Так, так саме запуску, оскільки мікросхема починає працювати не відразу при подачі живлення. Ну про все по порядку.
Отже, при підключенні харчування зрозуміло на дванадцятому виведення TL494 напругу з'явиться не миттєво - потрібно якийсь час на зарядку конденсаторів фільтра харчування, а потужність реального джерела живлення зрозуміло не нескінченна. Так, це процес досить швидкоплинний, але він все одно є - напруга живлення збільшується від нуля до номінального значення за якийсь проміжок часу. Припустимо, що номінальна напруга живлення у нас 15 вольт і ми його подали на плату контролера.
Напруга на виході стабілізатора DA6 буде майже дорівнює напрузі живлення всієї мікросхеми поки основне живлення не досягне напруги стабілізації. Поки воно нижче 3,5 вольт на виході компаратора DA7 буде присутній рівень логічної одиниці, оскільки даний компаратор стежить за величиною внутрішнього опорного напруги харчування. Ця логічна одиниця подається на логічний елемент АБО DD1. Принцип роботи логічного елемента АБО полягає в тому, що якщо хоча б на одному з його входів присутня логічна одиниця на виході буде одиниця, тобто якщо одиниця на першому вході АБО на другому, АБО на третьому АБО на четвертому, то на виході DD1 буде одиниця і що буде на інших входах значення не має. Таким чином, якщо напруга живлення нижче 3,5 вольт DA7 блокує проходження сигналу тактового сигналу далі і на виходах мікросхеми ні чого не відбувається - керуючих імпульсів немає.

Однак як тільки напруга живлення перевищує 3,5 вольт напруга на вході інвертується стає більше, ніж на НЕ инвертирующем і компаратор змінює своє вихідна напруга на логічний нуль, тим самим знімаючи першу сходинку блокування.
Другий ступінь блокування контролюється компаратором DA5, який стежить за величиною напруги харчування, а саме на його величиною в 5 вольт, оскільки внутрішній стабілізатор DA6 не може видати напруга більше ніж на його вході. Як тільки напруга живлення перевищить 5 вольт воно стане більше на вході, що інвертує DA5, оскільки на НЕ інвертується вході воно обмежене напругою стабілізації стабілітрона VDвн5. Напруга на виході компаратора DA5 стане одно логічному нулю і потрапляючи на вхід DD1 знімається другий ступінь блокування.
Внутрішнє опорна напруга 5 вольт використовується і всередині мікросхеми і виводиться за її межі через висновок 14. Внутрішнє використання гарантує стабільну роботу внутрішніх компараторів DA3 і DA4, оскільки дані компаратори формують керуючі імпульси виходячи з величини пилкоподібної напруги, формованого генератором G1.
Тут краще по порядку. У мікросхемі є генератор пили, частота якої залежить від времязадающих конденсатора С3 і резистора R13. Причому R13 так само особистої участі у формуванні пили, а служить регулюючим елементом генератора струму, який і виробляє зарядку конденсатора С3. Таким чином зменшуючи номінал R13 збільшується струм зарядки, конденсатор заряджається швидше і відповідно збільшується тактова частота, а амплітуда формованої пили зберігається.

Далі пила потрапляє на інвертується вхід компаратора DA3. На НЕ інвертується вході якого знаходиться опорна напруга величиною 0,12 вольта. Це як раз відповідає п'яти відсоткам від всієї тривалості імпульсу. Іншими словами не залежно від частоти на виході компаратора DA3 з'являється логічна одиниця рівно на п'ять відсотків від тривалості всього імпульсу, тим самим блокуючи елемент DD1 і забезпечуючи час паузи між перемиканнями транзисторів вихідного каскаду мікросхеми. Це не зовсім зручно - якщо частота в процесі експлуатації змінюється, то час паузи слід враховувати для максимальної частоти, адже саме час пауз буде мінімальним. Однак ця проблема вирішує досить легко, якщо величину опорного напруги 0,12 вольт збільшити, відповідно увеліччітся тривалість пауз. Це можна зробити зібравши дільник напруги на резисторах або використовувати діод з малим падінням напруги на переході.

Так само пила з генератора потрапляє на компаратор DA4, який порівнює її величину з напругою, який формується підсилювачами помилки на DA1 і DA2. Якщо величина напруги з підсилювача помилки розташовується нижче амплітуди пилкоподібної напруги, то керуючі імпульси проходять без зміни на формувач, якщо ж на виходах підсилювачів помилки є якесь напруження і воно більше мінімального значення і менше максимальної напруги пили, то при досягненні пилкоподібної напруги рівня напруги з підсилювача помилки компаратор DA4 формує рівень логічної одиниці і вимикає керуючий імпульс, що йде на DD1.

Після DD1 варто інвертор DD2, який формує фронти для працюючого по фронту D-тригера DD3. Тригер з свою чергу ділить тактовий сигнал на два і по черзі дозволяє роботу елементів І. Суть роботи елементів І полягає в тому, що на виході елемента з'являється логічна одиниця лише в тому випадку, коли на його одному вході буде логічна одиниця І на інших входах теж буде бути присутнім логічна одиниця. Другі висновки цих логічних елементів І з'єднані між собою і виведені на тринадцятий висновок, який може використовуватися для зовнішнього дозволу роботи мікросхеми.
Після DD4, DD5 варто пара елементів АБО-НЕ. Це вже знайомий елемент АБО, тільки вихідна напруга у нього інвертовану, тобто НЕ відповідає істині. Іншими словами, якщо хоч на одному з входів елемента буде присутній логічна одиниця, то на його виході буде НЕ одиниця, тобто нуль. А для того, щоб на виході елемента з'явилася логічна одиниця на обох його входах повинен бути присутнім логічний нуль.
Другі входу елементів DD6 і DD7 з'єднані і підключені безпосередньо на вихід DD1, що блокує елементи поки на виході DD1 присутній логічна одиниця.
З виходів DD6 і DD7 керуючі імпульси потрапляють на бази транзисторів вихідного каскаду ШІМ контролера. Причому сама мікросхема використовує тільки бази, а колектори і емітери виведені за боковий вівтар мікросхеми і можуть використовуватися користувачем на свій розсуд. Наприклад з'єднавши емітери з загальним проводом і підключивши до колекторів обмотки трансформатора ми можемо безпосередньо мікросхемою управляти силовими транзисторами.
Якщо ж колектори транзисторів вихідного каскаду з'єднати з напругою живлення, а емітери навантажити резисторами, то отримуємо керуючі імпульси для безпосереднього управління затворами силових транзисторів, зрозуміло не дуже потужних - струм колектора транзисторів вихідного каскаду не повинен перевищувати 250 мА.
Так само ми можемо використовувати TL494 для управління однотактним перетворювачами, з'єднавши колектори і емітери транзисторів між собою. З цієї схемотехнике можна будувати і імпульсні стабілізатори - фіксований час пауз не дасть намагнітиться індуктивності, а можна використовувати і як багатоканальний стабілізатор.
Тепер кілька слів схемою включення і про обв'язки ШІМ контролера TL494. Для більшої наочності візьмемо кілька схем з інтернету і спробуємо в них розібратися.

СХЕМИ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ напруги
З ВИКОРИСТАННЯМ TL494

Для початку розберемо автомобільні перетворювачі. Схеми взяті ЯК Є, тому я дозволю крім пояснень підкреслити деякі нюанси, які я б зробив по іншому.
Отже, схема номер 1. Автомобільний перетворювач напруги, який має стабілізовану вихідна напруга, причому стабілізація здійснюється непрямим чином - контролює не вихідна напруга перетворювача, а напруга на додатковій обмотці. Зрозуміло, що вихідні напруги трансформатора взяімосвязани, тому збільшення навантаження на одного з обмоток викликає провал напруга не тільки на ній, а й на всіх обмотках, які намотані на цьому ж осерді. Напруга на додатковій обмотці випрямляється доданими мостом, проходить атенюатор на резисторі R20, згладжується конденсатором С5 і через резистор R21 потрапляє на першу ногу мікросхеми. Згадуємо структурну схему і бачимо, що перший висновок у нас їсти не інвертується вхід підсилювача помилки. Другий висновок - інвертується вхід, через який з вихід підсилювача помилки (висновок 3) заведена негативний зворотний зв'язок через резистор R2. Зазвичай паралельно цьому резистору ставлять конденсатор на 10 ... 47 нано фарад - це дещо уповільнює швидкість реакції підсилювача помилки, але в той же час значно збільшує стабільність його роботи і повністю виключає ефект перерегулирования.

Перерегулювання - занадто сильна реакція контролера на зміну навантаження і ймовірність виникнення коливального процесу. До цього ефекту ми повернемося, коли повністю розберемося з усіма процесами в даній схемі, тому повертаємося до висновку 2, на який подано зміщення з виведення 14, який є виходом внутрішнього стабілізатора на 5 вольт. Зроблено це для більш коректної роботи підсилювача помилки - у підсилювача однополярної напруга живлення і працювати з напругою близькими за значенням до нуля йому досить складно. Тому в таких випадках формуються додаткові напруги, щоб загнати підсилювач в робочі режими.
Крім усього іншого стабілізовану напругу 5 вольт використовується для формування «м'якого» старту - через конденсатор С1 воно подається на 4 висновок мікросхеми. Нагадую - від величини напруги на цьому виведення залежить час пауз між керуючими імпульсами. З цього не складно зробити висновок, що поки конденсатор С1 буде розряджений час пауз буде настільки великим, що перевищить тривалість самих імпульсів управління. Однак у міру зарядки конденсатора напруга на четвертому виведення почне зменшуватися зменшуючи і час пауз. Тривалість імпульсів почне збільшуватися поки не досягне свого значення в 5%. Дане схемотехнічне рішення дозволяє обмежити струм через силові транзистори на час заряду конденсаторів вторинного харчування і виключає перевантаження силового каскаду, оскільки діюче значення вихідної напруги збільшується поступово.
Восьмий і одинадцятий виведення мікросхеми підключені до напруги харчування, отже вихідний каскад працює в якості емітерного повторювача, а так воно і є - дев'ятий і десятий висновки через струмообмежуючі резистори R6 і R7 підключені до резисторам R8 і R9, а так само до баз VT1 і VT2 . Таким чином вихідний каскад контролера посилений - відкриття силових транзисторів здійснюється через резистори R6 і R7, послідовно яких підключені діоди VD2 і VD3, а ось закриття, на яке потрібно набагато більше енергії, відбувається за допомогою VT1 і VT2, включених як емітерний повторювачі, але забезпечують великі ток саме при формуванні на затворах нульової напруги.
Далі у нас по 4 силових транзистора в плечі, включених паралельно, для отримання більшого струму. Відверто кажучи викликає деякий сумні використання саме цих транзисторів. Скоріш за все у автора даної схеми вони просто були в наявності і він вирішив їх прилаштувати. Справа в тому, що у IRF540 максимальний струм дорівнює 23 ампер, енергія, запасена в затворах дорівнює 65 нано кулон, а найбільш популярні транзистори IRFZ44 мають максимальний струм в 49 ампер, при цьому енергія затвора складає 63 нано Кулона. Іншими словами використовуючи дві пари IRFZ44 ми отримуємо невеликий приріст максимального струму і дворазове зниження навантаження на вихідний каскад мікросхеми, що лише збільшує надійність даної конструкції з точки зору параметрів. Та й формулу «Менше деталей - більше надійність» ні хто не відміняв.

Зрозуміло, що силові транзистори повинні бути з однієї партії, оскільки в цьому випадку розкид параметрів між включеними в паралель транзисторами знижується. В ідеалі звичайно ж краще підібрати транзистори з коефіцієнтом посилення, але така можливість трапляється не завжди, а ось придбати транзистори однієї партії маємо отримати в будь-якому випадку.

Паралельно силовим транзисторів стоять послідовно з'єднані резистори R18, R22 і конденсатори C3, C12. Це снабери, які покликані пригнічувати імпульси самоіндукції, які неминуче виникають при подачі на індуктивне навантаження прямокутних імпульсів. Крім цього ситуація ускладнюється широтно-імпульсною модуляцією. Тут варто зупиниться детальніше.
Поки силовий транзистор відкритий через обмотку протікає струм, причому струм весь час збільшується і викликає зростання магнітного поля енергія якого передається у вторинну обмотку. Але як тільки транзистор закривається струм через обмотку протікати перестає і магнітне поле починає згортатися викликаючи появу напруга зворотної полярності. Складаючись з уже наявними напругою з'являється короткий імпульс, амплітуда якого може перевищувати прикладена спочатку напруга. Це викликає викид струму викликає повторну зміну полярності наводимого самоіндукцією напруги і тепер самоіндукція скорочує величину наявного напруги і як тільки струм стане менше знову відбувається зміна полярності імпульсу самоіндукції. Цей процес носить затухаючий характер, однак величини струмів і напруг самоіндукції прямопропорційні габаритної потужності силового трансформатора.

В результаті цих гойдалок в момент закриття силового ключа на обмотці трансформатора спостерігаються ударні процеси і для їх придушення якраз і використовуються снабери - опір резистора і ємність конденсатора підбираються таким чином, щоб на зарядку конденсатора потрібно рівно стільки часу, скільки потрібно на зміну полярності імпульсу самоіндукції трансформатора.
Навіщо потрібно боротися з цими імпульсами? Все дуже просто - в сучасних силових транзисторах встановлені діоди, причому напруга падіння у них значно більше опору відкритого польовика і саме диодам доводиться не солодко, коли вони через себе починаю гасити на шини харчування викиди самоіндукції і в основному корпусу силових транзисторів гріються не тому, що гріються кристали переходів саме транзисторів, це гріються внутрішні діоди. Якщо ж прибрати діоди, то зворотна напруга буквально при першому ж імпульсі вб'є силовий транзистор.
Якщо перетворювач не обладнано ШІМ стабілізацією, то час самоіндукціонной бовтанки порівняно не велике - незабаром відкривається силовий транзистор другого плеча і самоіндукція душиться малим опором відкритого транзистора.

Однак якщо ж перетворювач має ШІМ контроль вихідної напруги, то паузи між відкриттям силових транзисторів стають досить довгими і природно час самоіндукціонной бовтанки значно збільшується, збільшуючи нагрів діодів всередині транзисторів. Саме з цієї причини при створенні стабілізованих джерел живлення не рекомендують закладати запас вихідної напруги більше 25% - час пауз стає занадто довгим і це викликає необгрунтоване підвищення температури вихідного каскаду навіть при наявності снаберов.
З цієї ж причини переважна більшість заводських автомобільних підсилювачів потужності не мають стабілізації навіть якщо в якості контролера використовується TL494 - економлять на площі теплоотводов перетворювача напруги.
Ну тепер, коли основні вузли розглянуті розберемося як працює ШІМ стабілізація. У нас на виході заявлено двополярної напруги ± 60 вольт. Зі сказаного раніше стає зрозуміло, що вторинна обмотка трансформатора повинна бути розрахована на видачу 60 вольт плюс 25% відсотків, тобто 60 плюс 15 дорівнює 75 вольта. Однак для отримання чинного значення в 60 вольт тривалість однієї напівхвилі, точніше одного періоду перетворення повинен бути коротше на 25% від номінального значення. Не забуваємо, що в будь-якому випадку втрутиться ще час пауз між перемиканнями, отже вносяться формувачем пауз 5% відсічуть автоматично і наш керуючий імпульс потрібно зменшити на решту 20%.
Ця пауза між періодами перетворення буде компенсуватися за рахунок накопиченої в дроселі фільтра вторинного харчування магнітної енергії і накопиченого заряду в конденсаторах. Правда ставити перед дроселем електроліти я б не став, втім як і будь-які інші конденсатори - кондери краще ставити після дроселя і крім електролітів звичайно ж встановити плівкові - вони краще пригнічують якраз імпульсні кидки і перешкоди.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється наступним чином. Поки навантаження немає або вона дуже мала енергія з конденсаторів С8-С11 майже не витрачається і для її відновлення потрібно не багато енергії і амплітуда вихідної напруги з вторинної обмотки буде досить великий. Відповідно і амплітуда вихідної напруги з додатковою обмотки буде великий. Це викличе збільшення напруги на першому виведенні контролера, що в свою чергу спричинить збільшення вихідної напруги підсилювача помилки і тривалість імпульсів скоротиться до такої величини, при якій настане баланс між споживаною потужністю і віддається в силовий трансформатор.
Як тільки споживання починає збільшуватися відбувається зниження напруги на додатковій обмотці і природно зменшується напруга на виході підсилювача помилки. Це викликає збільшення тривалості імпульсів і збільшення віддається в трансформатор енергії. Тривалість імпульсу збільшується до тих пір, поки знову не наступить баланс споживаної і віддається енергій. Якщо ж навантаження зменшується, то знову відбувається розбалансування і контролер змушений буде тепер скоротити тривалість керуючих імпульсів.

При неправильно обраних номіналах зворотного зв'язку може виникнути ефект перерегулирования. Це стосується не тільки TL494, а так само всіх стабілізаторів напруги. У випадку з TL494 ефект перерегулирования зазвичай виникає у випадках відсутності уповільнюють реакцію зворотного зв'язку ланцюжків. Зрозуміло, що сповільнювати реакцію занадто сильно не слід - може постраждати коефіцієнт стабілізації, проте і занадто швидка реакція йде не на користь. А виявляється це в такий спосіб. Припустимо у нас збільшилося навантаження, напруга починає провалюватися, ШІМ контролер намагається відновити баланс, але робить це дуже швидко і збільшує тривалість керуючих імпульсів не пропорційно, а набагато сильніше. В цьому випадку діюче значення напруги різко збільшується. Зрозуміло тепер контролер бачить, що напруга вище напруги стабілізації і різко скорочує тривалість імпульсів, намагаючись збалансувати вихідну напругу і опорна. Однак тривалість імпульсів стала коротше, ніж повинна бути і вихідна напруга стає набагато менше необхідного. Контролер знову збільшує тривалість імпульсів, але знову перестарався - напруга вийшло більше необхідного і йому ні чого не залишається робити, як знижувати тривалість імпульсів.
Таким чином на виході перетворювача формується не стабілізована напруга а нестійке на 20-40% від встановленого, причому як в сторону перевищення, так і в бік заниження. Зрозуміло, що таке харчування навряд чи сподобається споживачам, тому після збирання будь-якого перетворювача слід його перевірити на швидкість реакції на шунтах, щоб не розлучитися з тільки що зібраної виробом.
Судячи з запобіжника перетворювач досить потужний, проте в такому випадку ємностей С7 і С8 явно замало, їх слід додати хоча б ще по три штуки кожного. Діод VD1 служить для захисту від переполюсовки і якщо така трапиться, то він навряд чи залишиться в живих - перепалити запобіжник на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну і під завісу залишається додати те, що даний перетворювач не споряджений системою Стенбі, тобто при підключенні до напруги харчування він відразу запускається і зупинити його можна тільки відключивши харчування. Це не дуже зручно - потрібно досить потужний перемикач.

Автомобільний перетворювач напруги номер 2, Так само має стабілізовану вихідна напруга, про що свідчить наявність оптрона, світлодіод якого підключений до вихідній напрузі. Причому підключений через TL431, що значно збільшує точність підтримки вихідної напруги. Фототранзистор оптрона підключений також до постійного напруження другий микрухой TL431. Суть даного стабілізатора особисто від мене вислизнула - в мікросхемі є стабілізовані п'ять вольт і ставити додатковий стабілізатор як би сенсу не має. Емітер фототранзистор йде на НЕ інвертується вхід підсилювача помилки (висновок 1). Підсилювач помилки охоплений негативним зворотним зв'язком, причому для уповільнення її реакції введені резистор R10 конденсатор С2.

Другий підсилювач помилки використовується для примусової зупинки перетворювача в НЕ штани ситуації - при наявності на шістнадцятому виведення напруги більшого за величиною, ніж формує дільник R13 і R16, а це приблизно два з половиною вольта контролер почне скорочувати тривалість імпульсів управління аж до їх повного зникнення.
М'який старт організований точно так же, як і в попередній схемі - через формування часу пауз, правда ємність конденсатора С3 кілька замала - я б туди поставив на 4,7 ... 10 мкФ.
Вихідний каскад мікросхеми працює в режимі емітерного повторювача, для посилення струму використовується повноцінний додатковий емітерний повторювач на транзисторах VT1-VT4, який в свою чергу навантажений на затвори силових полевиков, правда номінали R22-R25 я б знизив до 22 ... 33 Ом. Далі снабери і силовий трансформатор, після якого діодний міст і згладжує фільтр. Фільтр в цій схемі виконаний більш коректно - він на одному сердечнику і містить однакову кількість витків. Таке включення забезпечує максимально можливу фільтрацію, оскільки зустрічні магнітні поля компенсують один одного.
Режим стенбай організований на транзисторі VT9 і реле К1, контакти якого подають харчування тільки на контролер. Силова ж частина підключена до напруги харчування постійно і поки з контролера по з'являться керуючі імпульси транзистори VT5-VT8 будуть закритими.
Про те, що на контролер подано напруга живлення свідчить світлодіод HL1.

Наступна схема ... Наступна схема це ... Це третій варіант автомобільного перетворювача напруги, Але давайте по порядку ...

Почнемо з основних відмінностей від традиційних варіантів, а саме використання в автомобільному перетворювачі полумостового драйвера. Ну з цим ще можна якось змиритися - всередині мікросхеми знаходяться 4 транзистора з хорошою швидкістю відкриття-закриття, та ще й двухамперних. Провівши відповідне підключення її можна загнати в режим роботи Пуш-пулла, проте мікросхема не виробляє інверсію вихідного сигналу, а на її входи керуючі імпульси подаються з колекторів контролера, отже як тільки контролер видасть паузу між керуючими імпульсами на колекторах вихідного каскаду ТЛкі з'являться рівні відповідні логічної одиниці, тобто близькі до напруги харчування. Пройшовши Ірку імпульси будуть подані на затвори силових транзсіторов, які будуть благополучно відкриті. Обидва ... Одночасно. Я звичайно розумію, що ушатать транзистори FB180SA10 з першого разу може й не вийде - все таки 180 ампер доведеться розвинути, а при таких токах зазвичай вже доріжки починають отгорать, але все ж це як то занадто жорстко. Та й вартість цих самих транзисторів більше тисячі за один.
Наступним загадковим моментом є використання трансформатора струму, включеного в шину первинного харчування, по якій протікає постійний струм. Зрозуміло, що в цьому трансформаторі буде все таки що то наводиться за рахунок зміни струму в момент перемикання, але все ж це як то не зовсім правильно. Не, захист від перевантаження працювати буде, але наскільки коректно? Адже і вихід трансформатора струму теж спроектований, м'яко кажучи вже занадто оригінально - при збільшенні струму на 15 виводі, який є входом, що інвертує підсилювача помилки буде зменшуватися напруга, яке формує резистор R18 спільно з подільником на R20. Зрозуміло, що зменшення напруги на цьому виході викличе збільшення напруги з підсилювача помилки, що в свою чергу вкоротить керуючі імпульси. Однак R18 підключений безпосередньо до шини первинного харчування і весь відбувається бардак на цій шині буде безпосередньо позначатися на роботі захисту від перевантаження.
Регулювання стабілізації вихідної напруги виконана ... Ну в принципі так само, як і робота силової частини ... Після запуску перетворювача, як тільки вихідна напруга досягає значення при якому починає світиться світлодіод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 відкривається. Його відкриття викликає зменшення створеного дільником на R10 і R11 напруги. Це в свою чергу викликає зниження вихідної напруги підсилювача помилки, оскільки це напруга підключено до НЕ інвертується входу підсилювача. Ну а раз на виході підсилювача помилки напруга знижується то контролер починає збільшувати тривалість імпульсів, тим самим збільшуючи яскравість світіння світлодіода оптрона, який ще сильніше відкриває фототранзистор і ще сильніше збільшує тривалість імпульсів. Це відбувається до тих пір, поки напруга на виході не досягне максимально можливої \u200b\u200bвеличини.
Загалом схема настільки оригінальна, що віддати її на повторення можна тільки ворогові і за цей гріх Вам забезпечені вічні муки в Аду. Я не знаю хто винен ... Особисто у мене склалося враження, що це чиясь курсова робота, а може і дипломна, але в це вірити не хочеться, адже якщо вона була опублікована, то значить була захищена, а це говорить про те, що кваліфікація викладацького складу набагато в гіршому стані, ніж я думав ...

Четвертий варіант автомобільного перетворювача напруги.
Не скажу, що ідеальний варіант, проте свого часу до розробки даної схеми доклав руку. Тут відразу невелика порція заспокійливого - п'ятнадцять і шістнадцять висновки пов'язані один з одним і підключені на загальний провід, хоча за логікою слід було б п'ятнадцятий висновок з'єднати з чотирнадцятим. Проте заземлення входів другого підсилювача помилки на працездатності ніяк не відбилося. Тому куди підключати п'ятнадцятий висновок вже залишу на Ваш розсуд.

Вихід внутрішнього стабілізатора на п'ять вольт в даній схемі використовується досить інтенсивно. З п'яти вольт формується опорна напруга, з яким буде порівнюватися вихідна напруга. Робиться це за допомогою резисторів R8 і R2. Для зменшення пульсацій опорного напруги паралельно R2 підключений конденсатор С1. Оскільки резистори R8 і R2 однакові, то величина опорного напруги складає два з половиною вольта.
Так само п'ять вольт використовуються для м'якого старту - конденсатор С6 в момент включення короткостроково формує п'ять вольт на четвертому виведення контролера, тобто поки він заряджається час примусових пауз між керуючими імпульсами буде змінюватися від максимального до номінального значення.
Ці ж п'ять вольт підключені до колектора фототранзистор оптрона DA, а його емітер, через невеликий дільник на R5 і R4 підключений до НЕ інвертується входу першого підсилювача помилки - висновок 1. На висновок 2 заведена негативний зворотний зв'язок з виходу підсилювача помилки. Зворотній зв'язок має сповільнює реакцію контролера конденсатор С2, ємність якого може розташовуватися в межах від десяти нано фарад до шістдесяти восьми нано фарад.
Вихідний каскад контролера працює в режимі повторювача, а посилення по току проводиться транзисторним драйверного каскадом на VT3-VT6. Зрозуміло, що потужності драйверного каскаду вистачить на управління не одне парою силових транзисторів, власне на це і робилася ставка - спочатку плата з контролером виконувалася окремо від силової частини, але в підсумку це виявилося не зовсім зручно. Тому друковані провідники були перенесені на основну плату, а трансформаторів, ну і звичайно ж силових транзисторів вже варіювалося методом подовження плати.
Силовий трансформатор до транзисторів підключений через трансформатор струму, який відповідає за працездатність захисту від перевантаження. Снабери в даному варіанті не ставилися - використовувалися серйозні радіатори.
Як тільки на клеми УПР з'являється напруга, що дозволяє роботу перетворювача відкривається транзистор VT2, який в свою чергу заганяє в насичення VT1. На емітер VT1 знаходиться напруга з інтегрального стабілізатора на 15, який безпріпятственно пропускає напруга живлення подається з діода VD5, адже воно менше напруги стабілізації. На цей діод, через резистор R28 подається основна напруга живлення дванадцять вольт. Відкрившись VT1 подає харчування на контролер і транзистори драйвера і відбувається запуск перетворювача. Як тільки на силовому трансформаторі з'являються імпульси напруга на його обмотка досягає подвоєного значення основного харчування і воно, проходячи діоди VD4 і VD6, подається на вхід стабілізатора на 15 вольт. Таким чином після запуску перетворювача харчування контролера здійснюється вже стабілізованою харчуванням. Дане схемотехнічне рішення дозволяє зберігати стійку роботу перетворювача навіть при харчуванні шість - сім вольт.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється методом контролю світіння світлодіода оптрона DA, світлодіод якого підключений до нього через резистивний дільник. Причому контролюється тільки одне плече вихідної напруги. Стабілізація другого плеча здійснюється через магнітну зв'язок, яка виникає в осерді індуктивності L2 і L3, оскільки даний фільтр виконаний на одному сердечнику. Як тільки збільшується навантаження на позитивному плечі вихідної напруги сердечник починає намагнічуватися і в результаті мінусової напруги з діодного моста важче потрапляти на вихід перетворювача, негативна напруга починає провалюватися, а на це у ж реагує світлодіод оптрона, змушуючи контролер збільшити тривалість керуючих імпульсів. Іншими словами дросель крім фільтруючих функцій виконувати роль дроселя групової стабілізації і працює точно так само, як він це робить в комп'ютерних блоках харчування, стабілізуючи відразу кілька вихідних напруг.
Захист від перевантаження кілька грубувата, проте цілком працездатна. Поріг захисту регулюється резистором R26. Як тільки струм через силові транзистори досягає критичного значення напруга з трансформатора струму відкриває тиристор VS1, а він шунтирует на землю керуючу напругу з клеми УПР, тим самим знімаючи напруга живлення з контролера. Крім цього через резистор R19 відбувається прискорена розрядка конденсатора С7, ємність якого все таки краще знизити до 100 мкФ.
Для скидання спрацьованою захисту необхідно зняти, а потім знову подати напругу на клему УПР.
Ще однією особливістю даного перетворювача є використання конденсаторної-резистивного формувача напруги в затворах силових транзисторів. Встановлюючи ці ланцюжки вдалося домогтися на затворах негативного напруги, яке покликане прискорити закриття силових транзисторів. Однак даний спосіб закриття транзисторів не спричинив ні зростання ККД, ні зниження температури, навіть з використанням снаберов і від неї відмовилися - менше деталей - більше надійність.

Ну і останній, п'ятий автомобільний перетворювач. Дана схема є логічним продовженням попередньої, але оснащена додатковими функціями, які поліпшують її споживчі властивості. Керуюча напруга REM подається через відновлюваний термопредохранитель KSD301 на 85 градусів, який встановлений на радіатор перетворювача. В ідеалі радіатор повинен бути один і на підсилювач потужності і на перетворювач напруги.

Якщо контакти термозапобіжника замкнуті, тобто температура менше вісімдесяти п'яти градусів, то керуюча напруга з клеми REM відкриває транзистор VT14, той в свою чергу відкриває VT13 і на вхід п'ятнадцяти вольтової Кренки потрапляє дванадцять вольт від основного джерела живлення. Оскільки вхідна напруга нижче напруги стабілізації Кренки на її виході воно з'явиться майже без змін - лише падіння на регулюючому транзисторі внесе невелике падіння. З Кренки харчування подається на сам контролер і транзистори драйверного каскаду VT4-VT7. Як тільки внутрішній п'яти вольта стабілізатор видасть напруга почне заряджатися конденсатор С6 зменшуючи тривалість пауз між керуючими імпульсами. Керуючі імпульси почнуть відкривати силові транзистори на вторинних обмотках трансформатора з'являться і почнуть збільшувати діюче значення вторинна напруга. З першої вторинної обмотки напруга величиною 24 вольта через випрямляч з середньою точкою потрапить на плюсової висновок конденсатора С18 і оскільки його напруга більше, ніж основне двенадцатівольтових діод VD13 закриється і тепер контролер буде харчуватися від власне вторинної обмотки. Крім цього двадцять чотири вольта більше, ніж п'ятнадцять, отже в роботу включиться п'ятнадцяти вольта стабілізатор і тепер контролер буде харчуватися стабілізованою напругою.
У міру зростання керуючих імпульсів діюче значення напруги буде збільшуватися і на другий вторинній обмотці і як тільки воно досягне значення при якому почне світитися світлодіод оптрона DA фототранзистор почне відкриватися і система почне набувати стійкий стан - тривалість імпульсів перестане збільшуватися, оскільки емітер фототранзистор підключений в НЕ інвертує висновку підсилювача помилки контролера. При збільшенні навантаження вихідна напруга почне просідати, природно яскравість світлодіода почне зменшуватися, зменшиться і напруга на першому виведенні контролера і контролер збільшить тривалість імпульсу рівно на стільки, щоб знову відновити яскравість світіння світлодіода.
Контроль вихідної напруги здійснюється по негативному плечу, а реакція на зміни споживання в позитивному плечі здійснюється за рахунок дроселя групової стабілізації L1. Для прискорення реакції контрольованої напруги негативне плече додатково навантажено резистором R38. Тут відразу слід застерегти - не потрібно на вторинне харчування навішувати занадто великі елеткроліти - на великих частотах перетворення від них не багато користі, а ось на загальний коефіцієнт стабілізації вони можуть зробити істотний вплив - щоб напруга в позитивному плечі почала збільшуватися в разі збільшення навантаження напруга в негативному плечі повинно теж зменшиться. Якщо ж в негативному плечі споживання невелике, а ємність конденсатора досить велика С24, то розряджатися він буде досить довго і контролі попротсу не встигне відстежити, що на позитивному плечі напруга провалилося.
Саме з цієї причини настійно рекомендується на самій платі перетворювача ставити не більше 1000 мкФ в плече і по 220 ... 470 мкФ на платах підсилювача потужності і не більше.
Чи не хватку ж потужності на піках звукового сигналу доведеться компенсувати габаритної потужністю трансформатора.
Захист від перевантаження виконана на трансформаторі струму, напруга з якого випрямляється діодами VD5 і VD6 і потрапляє на регулятор чутливості R26. Далі проходячи діод VD4, який є деяким обмежувачем амплітуди, напруга потрапляє на базу транзистора VT8. Колектор цього транзистора підключений до входу тригера Шмідта, зібраного на VT2-VT3 і як тільки транзистор VT8 відкриється він закриє VT3. Напруга на колекторі VT3 збільшиться і відкриється VT2, відкриваючи VT1.
І тригер і VT1 запитані від п'яти вольта стабілізатора контролера і при відкритті VT1 п'ять вольт потрапляє на шістнадцятий висновок контролера, різко скорочуючи тривалість імпульсів управління. Так само п'ять вольт через діод VD3 потрапляє на висновок чотири, збільшуючи час примусових пауз до максимально можливого значення, тобто керуючі імпульси скорочуються відразу двома способами - через підсилювач помилки, який не має негативного зворотного зв'язку і працює як компаратор скорочуючи тривалість імпульсів практично миттєво, і через формувач тривалості пауз, який тепер через розряджений конденсатор почне збільшувати тривалість імпульсів поступово і якщо навантаження як і раніше занадто велика знову спрацює захист як тільки відкриється VT8. Однак у тригера на VT2-VT3 є ще одне завдання - він стежить за величиною основного первинного напруги 12 вольт і як тільки воно стане менше 9-10 вольт подається на базу VT3 через резистори R21 і R22 зміщення буде мало і VT3 закриється, відкриваючи VT2 і VT1. Контролер зупиниться і вторинне харчування пропаде.
Даний модуль залишає шанс на заведення автомобіля, якщо раптом його власник вирішить послухати музику на незаведених машині, а так само оберігає підсилювач потужності від різких провалів напруги в момент запуску стартера автомобіля - перетворювач просто перечікує момент критичного споживання оберігаючи і підсилювач потужності і власні силові ключі .
Креслення друкованої плати даного перетворювача, причому там два варіанти - одне і двох трансформаторні.
Навіщо два трансформатора?
Для отримання більшої потужності. Справа в тому, що габаритна потужність трансформатора в автомобільних перетворювачах обмежена напругою живлення дванадцять вольт, яке вимагає певної кількості витків на трансформаторі. На кільці має бути не менше чотирьох витків в первинній полуобмоткі, для ш-образного фериту кількість витків можна знизити до трьох.

Це обмеження пов'язане перш за все з тим, що при меншій кількості витків магнітне поле вже стає однорідним і виникають дуже великі його втрати. Звідси так само випливає не можливість відвести частоту перетворення на більш високі частоти - доведеться скорочувати кількість витків, а це не припустимо.
Ось і виходить, що габаритна потужність обмежена кількістю витків первинної обмотки і не більшим частотним діапазоном перетворення - нижче 20 кГц спускатися не можна - перешкоди від перетворювача не повинні знаходитися в звуковому діапазоні, оскільки вони докладуть усіх зусиль, щоб їх стало чутно в динаміках.
Вище 40 кГц теж не піднімешся - кількість витків первинної обмотки стає занадто маленьким.
Якщо ж хочеться отримати потужності побільше, то залишається єдине рішення - збільшувати кількість трансформаторів і два це далеко не максимум від можливого.
Але тут постає ребром інше питання - як стежити за всіма трансформаторами? Городити занадто серйозний дросель групової стабілізації або вводити енну кількість оптронов не хочеться. Тому єдиним способом контролю залишається послідовне з'єднання вторинних обмоток. У цьому випадку виключається і перекоси в споживанні і контролювати вихідну напругу значно легше, проте до збірки і фазировке трансформаторів доведеться приділити максимальну увагу.
Тепер трохи про відмінності принципової схеми і плати. Справа в тому, що на даній прінціпіалке позначені лише найосновніші моменти схеми, на друкарській ж елементи розставлені згідно реальності. Наприклад на прінціпіалке немає плівкових конденсаторів з харчування, а на платі вони є. Зрозуміло посадкові отвори під них зроблені відповідно до розмірів тих конденсаторів, які були в наявності на момент розробки. Зрозуміло, що в разі відсутності ємності на 2,2 мкФ можна використовувати на 1 мкФ, але не нижче 0,47 мкФ.
З харчування на схемі так само встановлені електроліти на 4700 мкФ, однак на платі замість них стоїть цілий набір кондерів на 2200 мкФ на 25 вольт, причому конденсатори повинні бути з малим ESR, це ті самі, які позиціонуються продавцями як «для материнських плат». Вони зазвичай марковані або сріблястою, або золотистою фарбою. Якщо буде можливість придбати на 3300 мкФ на 25 вольт, то це буде навіть краще, але в наших краях такі трапляються досить рідко.
Кілька слів про нібито джампери - це такі перемички, які з'єднують доріжки самі з собою. Зроблено це не просто так - товщина міді на платі обмежена, а протікають по провідниках струму досить великі і щоб компенсувати втрати в провіднику доріжку потрібно або буквально пролити припоєм, а це як на теперішній час дорогувато, або продублювати токоведущими провідниками, тим самим збільшивши сумарне перетин провідника . Дані джампера виконуються з мідного одножильного проводу перерізом не менше два з половиною квадрата, в ідеалі звичайно ж потолше - квадрата чотири або шість.
Діодний міст вторинного харчування. На схемі вказані діоди в корпусі ТО-247, плата підготовлена \u200b\u200bпід використання діодів в корпусі ТО-220. Тип діодів безпосередньо залежить від планованого струму в навантаженні, ну і звичайно ж діоди краще вибирати більш швидкі - буде менше саморозігрів.
Тепер кілька слів про моткових деталях.
Самим підозрілим в схемі є трансформатор струму - толстючімі проводами первинної обмотки здається буде важко намотати підлогу витка, та ще в різні напрямки. Насправді це найпростіший компонент з моткових деталей. Для виготовлення трансформатора струму використовується телевізійний фильт харчування, якщо РАПТОМ такої знайти не вдалося, то можна використовувати будь-ш-подібний феритовий сердечник, наприклад солгасующій трансформатор від комп'ютерного блоку живлення. Сердечник прогрівається градусів до 110-120 в перебігу десяти - двадцяти хвилин і потім ращелківается. Обмотки видаляються, на каркасі мотається вторинна обмотка, що складається з 80-120 витків проводом 0,1 ... 0,2 мм, зрозуміло складеним вдвічі. Потім початок однієї обмотки з'єднується з кінцем другий, дроти фіксуються будь-яким зручним для Вас способом і каркас з обмоткою надаватися на половинку сердечника. Потім в одне вікно прокладається один джгут Сілвою первинної обмотки, у втричі - другий і одягається друга половинка сердечника. От і все! Дві обмотки по пів витка в первинці і 100 витків у вторинці. Чому число витків не вказано точно? Число витків повинно бути таким, щоб на резисторі R27 при максимальних токах вийшло три - п'ять вольт. Але я ж не знаю який струм Ви вважаєте максимальним, які транзистори буде використовувати. А величину напруги на R27 завжди можна підкоригувати підбором номіналу цього самого резистора. Головне, щоб трансформатор струму був перевантажений по вторинній обмотці, а для цього потрібно не менше 60-70 витків у вторинці - в цьому випадку буде мінімальний нагрів сердечника.

Дросель L2 виконувався на осерді силового трансформатора імпульсного блоку живлення телевізорів відповідного розміру. В принципі його можна намотати і на осерді від трансформатора від комп'ютерного блоку живлення, але доведеться організувати не магнітний зазор 0,5 ... 0,7 мм. Для його створення досить кинути всередину каркаса з вставленої половинкою сердечника не замкнута колечко з обмотувального дроту відповідного діаметру.
Намотування дроселя проводиться до заповнення, а ось яким проводом доведеться розрахувати. Особисто я вважаю за краще працювати або зі джгутами, або зі стрічкою. Стрічка звичайно ж більш компактно, з її допомогою виходить дуже велика щільність намотування але на її виготовлення йде багато часу, ну і клей звичайно ж на дорозі не валяється. Виготовити джгут набагато легше - для цього достатньо з'ясувати приблизну довжину провідника, скласти провід в кілька разів, а потім за допомогою дриля звити його в джгут.
Якого і скільки дроти потрібно використовувати? Тут вже залежить від пред'являються до кінцевого виробу вимогам. В даному випадку мова йде про автомобільну техніку, яка за визначенням має дуже погані умови охолодження, отже саморозігрів потрібно звести до мінімуму, а для цього потрібно обчислити перетин провідника при якому він буде грітися не сильно, або взагалі не грітися. Останнє звичайно краще, але це викликає збільшення габаритів, а машина це не Ікарус, в якому безліч місця. Тому будемо виходити з мінімального нагріву. Зрозуміло, що можна звичайно поставити вентилятори, щоб вони в примусові продували і підсилювач і перетворювач, та ось тільки пил від наших доріг боляче швидко вбиває вентилятори, тому краще танцювати від природного охолодження і візьмемо за основу напруженість в три ампера на квадратний міліметр перетину провідника. Це досить популярна напруженість, яку рекомендують закладати в розрахунок при виготовленні традиційного трансформатора на ш-образному залозі. Для імпульсних пристроїв рекомендують класти п'ять-шість ампер на квадратний міліметр, проте це має на увазі хорошу конвекцію повітря, а у нас корпус закритий, тому все таки беремо три ампера.
Переконав що краще три? А тепер даємо поправку на те, що навантаження то у підсилювача непостійна, адже чисту синусоїду, та ще наближену до клипинга ні хто не слухає, тому нагрів буде відбуватися не постійно, оскільки діюче значення потужності підсилювача дорівнює приблизно 2/3 від максимальної. Отже напруженість можна збільшити на тридцять відсотків без будь-яких ризиків, тобто довести її до чотирьох ампер на квадратний міліметр.
Ще разок, для більшого розуміння цифр. Умови охолодження бридкі, провід від великих струмів починає грітися, якщо він сильно тонкий, а якщо він змотав ееще в котушку, то нагріває сам себе. Для вирішення проблеми закладаємо напруженість в два з половиною - три ампера на квадратний міліметр перетину дроту якщо навантаження постійна, якщо будемо живити підсилювач потужності, то напруженість збільшуємо до чотирьох - чотирьом з половиною ампер на квадратний міліметр перетині провідника.
Тепер запускаємо Ексель, сподіваюся у всіх є такий калькулятор, і в верхньому рядку пишемо по порядку: «Напруженість», потім «Діаметр проводу», далі «Кількість проводів», потім «Максимальний струм» і в останній комірці «Потужність». Переходимо в початок наступного рядка і пишемо поки цифру три, нехай поки буде три ампера на квадратний міліметр. У наступній осередку пишемо цифру один, нехай поки буде провід діаметром один міліметр. У наступній осередку пишемо десять, це буде кількість проводів в джгуті.
А ось далі вже осередки в яких будуть формули. Для початку обчислюємо розтин. Для цього діаметр ділимо на 2 - нам потрібен радіус. Потім радіус множимо на радіус, на всякий випадок, щоб наш калькулятор не затупил беремо обчислення радіусів в дужки і все це множимо на число пі. В результаті отримуємо пі ер квадрат, тобто площа кола, яка і є перетином провідника. Потім, не виходячи з редагування осередку множимо отриманий результат на наш діаметр проводу і множимо на кількість проводів. Натискаємо ЕНТЕР і бачимо цифру з купою знаків після коми. Така велика точність не потрібна тому округляем наш результат до одного знака після коми, причому в більшу сторону, щоб був невеличкий технологічний запас. Для цього заходимо в редагування осередку, виділяємо нашу формулу і натискаємо контрль ІКС - вирізати, потім натискаємо кнопку ФОРМУЛА і в рядку МАТЕМАТИЧНІ ДІЇ вибираємо округлі ВГОРУ. З'являється діалогове вікно з питанням що округлити і до скількох знаків. Ставимо курсор в верхнє віконце і контрль ВЕ вставляємо вирізану раніше формулу, а в нижньому віконці ставимо одиницю, тобто округляємо до одного знака і натискаємо ОК. Тепер в осередку число з однією цифрою після коми.
Залишилося вставити формулу в останню комірку, ну тут все просто - закон Ома. Ми маємо максимальний струм, який можемо використовувати, а бортове напруга нехай буде дванадцять вольт, хоча на заведеному авто воно порядку тринадцяти з хвостиком, але це не враховується падіння в сполучних проводах. Перемножуємо вийшов ток на 12 і отримуємо максимальну розрахункову потужність яка викличе не сильний нагрів провідника, точніше джгута складається з десяти проводів діаметром один міліметр.
На питання «А у мене немає такої кнопки, немає рядка редагування» я відповідати не буду вже знято і викладено більше подроное опис використання Excel в розрахунках блоків живлення:

Повертаємося до нашої поделке. З діаметрами дротів в джгуті і їх кількістю розібралися. Ці ж розрахунки можна використовувати і при з'ясуванні необхідного джгута в обмотках трансформатора, але напруженість можна збільшити до п'яти - шести ампер на квадратний міліметр - одна полуобмоткі працює п'ятдесят відсотків часу, тому буде встигати охолоджуватися. Можна напруженість в обмотці збільшити і до семи - восьми ампер, але тут вже почне позначатися падіння напруги на активному опорі джгута, а у нас начебто ще є бажання отримати непоганий ККД, тому краще не треба.
Якщо силових транзисторів кілька, то необхідно відразу врахувати, що кількість проводів в джгуті має бути кратно кількості транзисторів - джгут доведеться ділити на кількість силовиків і дуже бажано рівномірний розподіл протікають струмів по обмотці.
Ну з розрахунками ніби розібралися, можна приступати до намотування. Якщо це вітчизняне кільце, то його необхідно підготувати, а саме сточити гострі кути, щоб не пошкодити ізоляцію обмотувального дроту. Потім кільце ізолюється тонким ізолятором - використовувати для цих цілей ізоляційну стрічку не бажано. Вінілова потече від температури, а матерчатий має занадто велику товщину. В ідеалі - фторопластовая стрічка, але її в продажу вже зустрінеш не часто. Термосктч - матеріал не поганий, але мотати їм не зовсім зручно, хоча якщо призвичаїтися, то результат буде досить не поганий. У свій час використовував автомобільний антигравій - пензликом просто пофарбував, дав висохнути, ще раз пофарбував і так три шари. Механічні властивості не погані, а не велика пробивна напруги даної ізоляції не позначиться на роботі - в нашому випадку все напруження не великі. Спочатку мотається вторинна обмотка, оскільки вона більш тонка і витків в ній більше. Потім мотається первинна обмотка. Обидві обмотки намотують відразу в двох складеними джгутами - так дуже важко помилитися з кількістю витків, яке повинно бути однаковим. Джгути видзвонювати і з'єднуються в необхідній послідовності.

Якщо дзвонити лінь, або мало часу, то до намотування джгути можна забарвити в різні кольори. Купується по парі перманентних маркера різних кольорів, вміст їх контейнерів для фарби буквально вимивається розчинником і потім цією фарбою покриваються джгути відразу після завивки. Фарба тримається не дуже міцно, але навіть обтершись з наружних проводів джгута її все одно видно всередині джгута фарбу.
Закріпити моточні деталі на платі можна досить багатьом способами, а це потрібно зробити не тільки з Моточні деталями - високі електроліти від постійної тряски теж можуть розлучитися зі своїми ногами. Тому все це пріклеевается. Можна скористатися поліурітанового клеєм, можна автомобільним греметіков, а можна все тим же Антигравий. Принадність останнього полягає у тому, що при необхідності що то демонтувати його можна розквасите - покласти на нього рясно намочену розчинником 647 ганчірку, сунути це все в целофановий пакет і почекати годин п'ять - шість. Антигравій від парів розчинника розм'якшується і порівняно легко видаляється.
На цьому по автомобільним перетворювачів все, переходимо до мережевих.
Тим же, у кого їсти не уемное бажання похизуватися своїми знаннями, мовляв наговорив, а ні чого не зібрав відповім одразу - я взагалі то ділюся своїм досвідом, а не хвалюся, що ось я мовляв зібрав перетворювач і він працює. Те, що миготіло в кадрі це чи ні вдалі варіанти, які не пройшли фінальних вимірів, або пішли на розбирання прототипи. Я не займаюся виготовленням під замовлення одиничних апаратів, а якщо і займаюся, то перш за все особисто мені це повинно бути цікаво або схемотехнически, або матеріально, але тут доведеться сильно зацікавить.

Як схеми управління використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США). Вона випускається низкою зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) - іА494, фірма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фірма FUJITSU (Японія) - МВ3759 і т.д. Опис TL494 англійською мовою в форматі * .PDF від TEXAS INSTRUMENT (США) або від MOTOROLA.

Всі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4. Розглянемо детально пристрій і роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для керування силовою частиною ІБП і містить в своєму складі (рис.1):

Генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ДПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-му і 6-му висновків, і в даному класі БП вибирається рівною приблизно 60 кГц;

Джерело опорного стабілізованої напруги DA5 (Uref \u003d + 5B) із зовнішнім виходом (висновок 14);

Компаратор "мертвої зони" DA1;

Компаратор ШІМ DA2;

Підсилювач помилки по напрузі DA3;

Підсилювач помилки по сигналу обмеження струму DA4;

Два вихідних транзистора VT1 і VT2 з відкритими колекторами і емітерами;

Динамічний двотактний D-тригер в режимі поділу частоти на 2 - DD2;

Допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);

Джерело постійної напруги з номіналом 0.1B DA7;

Джерело постійного струму з номіналом 0,7мА DA8.

Схема управління буде запускатися, тобто на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів в тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-який напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В.

Всю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову і аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів).

До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Всі інші елементи, в тому числі і вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт). Цокольовка керуючої мікросхеми TL494 представлена \u200b\u200bна (рис.2)

Розглянемо на початку роботу цифрового тракту.

Тимчасові діаграми, що пояснюють роботу мікросхеми, наведені на рис. 3. З тимчасових діаграм видно, що моменти появи вихідних керуючих імпульсів мікросхеми, а також їх тривалість (діаграми 12 і 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану її вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистора мають відкриті колектори і емітери, то можливо двояке їх підключення.

При включенні по схемі із загальним емітером вихідні імпульси знімаються з зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 і 11 мікросхеми), а самі імпульси спрямовані викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів негативні). Емітери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) в цьому випадку, як правило, заземляются. При включенні по схемі із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти імпульсів позитивні), знімаються з емітерів транзисторів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини харчування керуючої мікросхеми (Upom).

Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами вгору, незалежно від схеми включення мікросхеми.

Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його роботи полягає в наступному. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший з двох тригерів, що входять до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то по задньому (негативному) фронту цього імпульсу переключається другий тригер в складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відчиняю чого імпульсу на базі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду.

Дійсно, поки рівень імпульсу на вході С тригера DD2 не змінився, стан його виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми по одному з каналів, наприклад верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході С закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід С і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тому в довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто виключає появу двох відчиняли імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.

Розглянемо докладно один період роботи цифрового тракту мікросхеми.

Поява відчиняю чого імпульсу на базі вихідного транзистора верхнього (VT1) або нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ( "2ИЛИ-НЕ") і станом елементів DD3, DD4 ( "2-Й"), яке, в свою чергу , визначається станом тригера DD2.

Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) в тому лише єдиному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0). При інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО-НЕ присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 присутня логічна 1 (момент t1 діаграми 5 рис.3), а на виході / Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2И) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, а значить і на одному з входів елемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний О, і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом же виходу елемента DD4 буде логічний 0, тому що логічний 0 присутній на одному з входів DD4, вступаючи туди з виходу / Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить на один з входів елемента DD6 і забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал.

Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 присутній логічний 0 - інтервал t1 -t2 діаграми 5 рис.13). Тому транзистор VT2 відкривається і на його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення по схемі із загальним емітером).

Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5 рис.13) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, за винятком елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент t3) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 на протилежне (логічний 0 - на виході Q, логічна 1 - на виході / Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 - логічний 0, на виході DD4 - логічна 1). Розпочата в момент t3 пауза на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її в реальну появу відчиняю чого імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до моменту t4, після чого VT1 закривається, і процеси повторюються.

Таким чином основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу по сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і / Q тригера DD2, керованого тим же елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу по низькому рівню.

Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну важливу її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані і виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо на висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 будуть працювати як повторювачі інформації з виходів Q і / Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися із зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої по двохтактній полумостовій схемою. Якщо на висновок 13 буде поданий логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто стан виходів цих елементів не буде змінюватися (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 будуть впливати на елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, а значить і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується в разі, якщо силова частина ДБЖ виконана по однотактной схемою. Колектори і емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми в цьому випадку об'єднуються з метою умощнения.

Як "жорсткої" логічної одиниці в двотактних схемах використовується вихідна напруга внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок 13 мікросхеми об'єднується з висновком 14). Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.

Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходять на один з входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає в нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, яке визначається більш широкими вихідними імпульсами ШІМ - компаратора DA2.

Крім того, з діаграм рис.3 видно, що при змінах рівня напруги на неинвентирующем вході ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) буде пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неинвентирующем вході компаратора ШІМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (тому що воно перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яке залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку на його неинвентирующем вході (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на висновок 1 мікросхеми ширина вихідних імпульсів буде змінюватися пропорційно зміні рівня цього сигналу зворотного зв'язку, який, в свою чергу, змінюється пропорційно змінам рівня вихідної напруги ДБЖ, тому що зворотний зв'язок заводиться саме звідти.

Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідних транзистора VT1 і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами". Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", тому що він визначає мінімально можливу її тривалість.

Пояснимо це докладніше.

З тимчасових діаграм рис.3 випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШІМ-компаратора DA2 буде в силу будь-яких причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширше вихідних імпульсів ШІМ-компаратора DA2 і почнуть визначати стан виходу логічного елемента DD1, а значить і. ширину вихідних імпульсів мікросхеми. Іншими словами, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми на деякому максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неинвентирующем вході компаратора DA1 (висновок 4 мікросхеми) в сталому режимі. Однак з іншого боку, потенціал на виводі 4 визначатиме діапазон широтной регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу на виводі 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виводі 4 дорівнює 0.

Однак в цьому випадку з'являється небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може стати рівною 0 (наприклад, в разі значного зростання споживаного від ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми будуть слідувати безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які не можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикає сигнал, а на базу закритого транзистора - отпирающий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий.

Тоді й виникає пробій по транзисторної стійці напівмоста, який полягає в протіканні наскрізного струму через обидва транзистора. Струм цей, як видно зі схеми рис. 5, мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист по струму в цьому випадку не працює, тому що струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний; конструкція і принцип дії застосовуваних струмових датчиків будуть детально розглянуті в наступних розділах), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає дуже великої величини за дуже короткий проміжок часу.

Це призводить до різкого зростання виділяється на обох силових транзисторах потужності і практично миттєвого виходу їх з ладу (як правило, пробій). Крім того, кидком наскрізного струму можуть бути виведені з ладу діоди силового випрямного моста. Процес цей закінчується перегоранням мережевого запобіжника, який через свою інерційності не встигає захистити елементи схеми, а лише захищає від перевантаження первинну мережу.

Тому керуюча напруга; подається на бази силових транзисторів повинно бути сформовано таким чином, щоб спочатку надійно закривався б один з цих транзисторів, а вже потім відкривався б іншою. Іншими словами, між керуючими імпульсами, які подаються на бази силових транзисторів обов'язково повинен бути часове зрушення, які не рівний нулю ( "мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних в якості силових ключів транзисторів.

Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу на виводі 4 мікросхеми. Потенціал цей задається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.

У деяких варіантах ДБЖ такої дільник відсутня. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. Нижче) потенціал на виводі 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" навряд чи стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючий вхід компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і до висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", ні за яких умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде принципово неможливий.

Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони").

Якщо є дільник, підключений до висновку 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього висновку не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, але і залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведення 4. Однак при цьому, як було сказано вище, звужується динамічний діапазон широтной регулювання ШІМ компаратора DA2.

Основні параметри М1114ЕУ3, М1114ЕУ4.

Uпіт.мікросхеми (висновок 12) - Uпіт.min \u003d 9В; Uпіт.max \u003d 40В
Допустима напруга на вході DA1, DA2 не більше Uпит / 2
Допустимі параметри вихідних транзисторів Q1, Q2:
Uнас менш 1.3в;
Uке менше 40В;
Iк.max менш 250мА
Залишкова напруга колектор-емітер вихідних транзисторів не більше 1.3в.
I споживаний мікросхемою - 10-12мА
Допустима потужність розсіювання:
0.8Вт при температурі окр.среди + 25С;
0.3Вт при температурі окр.среди +70.
Частота вбудованого опорного генератора не більше 100кГц.

Висновки М1114ЕУ4 повністю відповідають вище перерахованим закордонним аналогам, а відповідність між висновками М1114ЕУ3 і М1114ЕУ4 представлено нижче.

М1114ЕУ4 - 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
М1114ЕУ3 - 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3