Універсальний генератор імпульсів на tl494. TL494, що це за "звір" такий? Керуюча мікросхема tl494

Тільки найголовніше.
Напруга харчування 8-35в (на кшталт можна до 40в, але не відчував)
Можливість працювати в однотактному і двотактному режимі.

Для однотактного режиму максимальна тривалість імпульсу становить 96% (не менше 4% мертвого часу).
Для двотактного варіанти - тривалість мертвого часу не може бути менше 4%.
Подаючи на висновок 4 напруга 0 ... 3,3в можна регулювати мертве час. І здійснювати плавний запуск.
Є вбудований стабілізований джерело опорного напруги 5в і струмом до 10мА.
Є вбудований захист від зниженої напруги живлення, виключаючи нижче 5,5 ... 7в (найчастіше 6,4в). Біда в тому, що при такій напрузі мосфети вже переходять в лінійний режим і згоряють ...
Є можливість вимкне генератор мікросхеми замкнувши ключем висновок Rt (6) висновок опорного напруги (14) або висновок Ct (5) на землю.

Робоча частота 1 ... 300кГц.

Два вбудованих операційних підсилювача «помилки» з коефіцієнтом посилення Ку \u003d 70..95Дб. Входи - висновки (1); (2) і (15); (16). Виходи підсилювачів об'єднані елементом АБО, тому той на виході якого напруга більше і управляє тривалістю імпульсу. Один із входів компаратора зазвичай прив'язують до опорної напруги (14), а другий - куди нада ... Затримка сигналу всередині Підсилювача 400нс, вони не призначені для роботи в межах одного такту.

Вихідні каскади мікросхеми при середньому струмі в 200мА, досить швидко заряджають вхідну ємність затвора потужного мосфети, але не забезпечують її розряд. за прийнятний час. У зв'язку з чим обов'язково необхідний зовнішній драйвер.

Висновок (5) кондесатор С2 і висновок (6) резистори R3; R4 - задають частоту внутрішнього генератора мікросхеми. У двотактному режимі вона ділитися на 2.

Є можливість синхронізації, запуск вхідними імпульсами.

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості
Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості (відношення тривалості імпульсу до тривалості паузи). З одне транзисторним вихідним драйвером. Такий режим реалізується, якщо з'єднати висновок 13 із загальною шиною живлення.

Схема (1)

Оскільки мікросхема має два вихідних каскаду, які в даному випадку працюють синфазно, їх для збільшення вихідного струму можна включити паралельно ... Або не включати ... (зеленим кольором на схемі) Так само не завжди ставитися і резистор R7.

Вимірюючи операційним підсилювачем напруга на резисторі R10, можна обмежити вихідний струм. На другий вхід подається опорна напруга делителем R5; R6. Ну розумієте R10 буде грітися.

Ланцюг С6; R11, на (3) ногу, ставлять для більшої стійкості, даташит просить, але працює і без неї. Транзистор можна взяти і npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Однотактний генератор з регулюванням частоти і шпаруватості. З двох транзисторним вихідним драйвером (комплементарний повторювач).
Що можу сказати? Форма сигналу краще, скорочуються перехідні процеси в моменти перемикання, вище здатність навантаження, менше теплові втрати. Хоча може бути це суб'єктивна думка. Але. Зараз я використовую тільки двох транзисторний драйвер. Так, резистор в ланцюзі затвора обмежує швидкість перехідних процесів при перемиканні.

Схема (4)

А тут маємо схему типового підвищує (boost) регульованого однотактного перетворювача, з регулюванням напруги і обмеженням струму.

Схема робоча, збиралася мною в декількох варіантах. Вихідна напруга залежить від кількості витків котушки L1, ну і від опору резисторів R7; R10; R11, які при налагодженні підбираються ... Саму котушку можна мотати на чому завгодно. Розмір - в залежності від потужності. Кільце, Ш-сердечник, навіть просто на стрижні. Але вона не повинна входити в насичення. Тому якщо кільце з фериту, то потрібно розрізати і склеїти з зазором. Добре підуть великі кільця з комп'ютерних блоків живлення, їх різати не треба, вони з "рапиленного заліза" зазор вже передбачений. Якщо сердечник Ш-подібний - ставити не магнітний зазор, бувають з коротким середнім керном - ці вже з зазором. Коротше, мотаємо товстим мідним або монтажним проводом (0,5-1,0мм залежно від потужності) і числом витків 10-і більше (в залежності, яка напруга бажаємо отримати). Підключаємо навантаження на плановане напруга невеликої потужності. Підключаємо наше творіння до акумулятора через потужну лампу. Якщо лампа не загорілася в повний накал - беремо вольтметр і осцилограф ...

Підбираємо резистори R7; R10; R11 і число витків котушки L1, домагаючись задуманого напруги на навантаженні.

Дросель ДР1 - 5 ... 10 витків товстим проводом на будь-якому осерді. Бачив навіть варіанти, де L1 і Др1 намотані на одному сердечнику. Сам не перевіряв.

Схема (5)

Це теж реальна схема підвищуючого перетворювача, який можна використовувати, наприклад для зарядки ноутбука від автомобільного акумулятора. Компаратор по входах (15); (16) стежить за напругою акумулятора "донора" і відключить перетворювач, коли напруга на ньому впаде нижче обраного порога.

Ланцюг С8; R12; VD2 - так званий Снаббер, призначений для придушення індуктивних викидів. Рятує низьковольтний мосфети, наприклад IRF3205 витримує, якщо не помиляюся, (стік - витік) до 50в. Однак здорово зменшує ККД. І діод і резистор пристойно гріються. За те збільшується надійність. У деяких режимах (схемах) без нього просто відразу згорає потужний транзистор. А буває працює і без всього цього ... Треба дивитися осцилограф ...

Схема (6)

Двотактний задає генератор.
Різні варіанти виконання та регулювань.
На перший погляд величезна різноманітність схем включення зводиться до набагато більш скромному кількістю дійсно працюють ... Перше, що я зазвичай роблю, коли бачу "хитру" схему - перемальовую в звичному для себе стандарті. Раніше це називалося - ГОСТ. Зараз малюють не зрозуміло як, що вкрай ускладнює сприйняття. І приховує помилки. Думаю, що часто це робиться спеціально.
Генератор, що задає для напівмоста або моста. Це найпростіший генератор, Тривалість імпульсів і частота регулюється в ручну. Оптрон по (3) нозі теж можна регулювати тривалість, проте регулювання дуже гостра. Я використовував для переривання роботи мікросхеми. Деякі "корифеї" кажуть, що управляти по (3) висновку не можна, мікросхема згорить, але мій досвід підтверджує працездатність даного рішення. До речі воно вдало використовувалося в зварювальному инвертор.

Генератор на TL494 з регулюванням частоти і шпаруватості

Дуже корисним пристроєм при проведенні експериментів і настроювальних робіт є генератор частоти. Вимоги до нього невеликі, потрібні лише:

регулювання частоти (періоду проходження імпульсів)
регулювання шпаруватості (коефіцієнт заповнення, довжина імпульсів)
широкий діапазон

Цим вимогам цілком задовольняє схема генератора на відомій і поширеною мікросхемі TL494. Її і багато інших деталей для цієї схеми можна знайти в непотрібному комп'ютерному блоці живлення. Генератор має силовий вихід і можливість роздільного харчування логічної і силовий частин. Логічну частину схеми можна живити і від силової, також її можна живити від змінної напруги (на схемі міститься випрямляч).

Діапазон регулювання частоти генератора надзвичайно високий - від десятків герц до 500 кГц, а в деяких випадках - і до 1 МГц, залежить від мікросхеми, у різних виробників різні реальні значення максимальної частоти, яку можна "вичавити".

Перейдемо до опису схеми:

Піт ± і Піт ~ - харчування цифрової частини схеми, постійним і змінним напругою відповідно, 16-20 вольт.
Vout - напруга живлення силової частини, саме воно буде на виході генератора, від 12 вольт. Щоб живити цифрову частину схеми від цієї напруги, необхідно з'єднати Vout і Піт ± з урахуванням полярності (від 16 вольт).
OUT (+ / D) - силовий вихід генератора, з урахуванням полярності. + - плюс харчування, D - drain польового транзистора. До них підключається навантаження.
G D S - гвинтова колодка для підключення польового транзистора, який вибирається за параметрами в залежності від ваших вимог до частоті і потужності. Розводка друкованої плати виконана з урахуванням мінімальної довжини провідників до вихідного ключа і необхідної ширини.

Органи управління:

Rt - змінний резистор управління діапазоном частот генератора, його опір необхідно вибрати під ваші конкретні вимоги. Онлайн калькулятор розрахунку частоти TL494 додається нижче. Резистор R2 обмежує мінімальну значення опору времязадающего резистора мікросхеми. Його можна підібрати під конкретний екземпляр мікросхеми, а можна ставити таким, як на схемі.
Ct - частотозадающіх конденсатор, відсилаючи, знову ж таки, до онлайн калькулятору. Дозволяє задати діапазон регулювання під ваші вимоги.
Rdt - змінний резистор для регулювання шпаруватості. Резистором R1 можна точно підігнати діапазон регулювання від 1% до 99%, також замість нього можна поставити спочатку перемичку.

Ct, нФ:
R2, кому:
Rt, кому:

Кілька слів про роботу схеми. Подачею низького рівня на 13 висновок мікросхеми (output control) вона переведена в однотактний режим. Нижній за схемою транзистор мікросхеми навантажений на резистор R3 для створення виходу для підключення до генератора вимірювача частоти (частотометра). Верхній же транзистор мікросхеми управляє драйвером на компліментарної парі транзисторів S8050 і S8550, завдання якого - керувати затвором силового вихідного транзистора. Резистор R5 обмежує струм затвора, його значення можна змінювати. Дросель L1 і конденсатор ємністю 47n утворюють фільтр для захисту TL494 від можливих перешкод, створюваних драйвером. Індуктивність дроселя, можливо, слід підібрати під ваш діапазон частот. Слід зазначити, що тразністори S8050 і S8550 вибрані не випадково, так як вони мають достатню потужність і швидкість, що забезпечить необхідну крутизну фронтів. Як бачите, схема гранично проста, і, в той же час, функціональна.

Змінний резистор Rt слід виконати у вигляді двох послідовно з'єднаних резисторів - однооборотний і багатооборотної, якщо вам потрібна плавність і точність регулювання частоти.

Друкована плата, слідуючи традиції,

Генератор імпульсів використовується для лабораторних досліджень при розробці та налагодженні електронних пристроїв. Генератор працює в діапазоні напруг від 7 до 41 вольта і високий здатністю навантаження залежить від вихідного транзистора. Амплітуда вихідних імпульсів може бути дорівнює значенню напруги живлення мікросхеми, аж до граничного значення напруги живлення цієї мікросхеми +41 В. Його основа - відома всім, часто використовувана в.

аналогами TL494 є мікросхеми KA7500 і її вітчизняний клон - КР1114ЕУ4 .

Граничні значення параметрів:

Напруга живлення 41В
Вхідний напряженіеусілітеля (Vcc + 0.3) В
Вихідна напруга колектора 41В
Вихідний струм колектора 250мА
Загальна потужність розсіювання в безперервному режимі 1Вт
Робочий діапазон температур навколишнього середовища:
-c суфіксом L -25..85С
-з суфіксом С.0..70С
Діапазон температур зберігання -65 ... + 150С

Принципова схема пристрою

Схема генератора прямокутних імпульсів

Друкована плата генератора на TL494 та інші файли знаходяться в окремому.

Регулювання частоти здійснюється перемикачем S2 (грубо) і резистором RV1 (плавно), шпаруватість регулюється резистором RV2. Перемикач SA1 змінює режими роботи генератора з синфазного (однотактний) на протифазний (двотактний). Резистором R3 підбирається найбільш оптимальний перекривається діапазон частот, діапазон регулювання шпаруватості можна підібрати резисторами R1, R2.

Деталі генератора імпульсів

Конденсатори С1-С4 времязадающей ланцюга вибираються під необхідний частотний діапазон і ємність їх може бути від 10 микрофарад для інфранизьких поддиапазона до 1000 пикофарад - для найбільш високочастотного.

При обмеженні середнього струму в 200 мА схема здатна досить швидко зарядити затвор, але
розрядити його вимкненим транзистором неможливо. Розряджати затвор за допомогою заземленого резистора - також незадовільно повільно. Для цих цілей застосовується незалежний комплементарний повторювач.

Читайте: "Як зробити з комп'ютерного".

Транзистори підбираються будь ВЧ з невеликим напругою насичення і достатнім запасом по струму. Наприклад КТ972 + 973. У разі відсутності потреби в потужних виходах, комплементарний повторювач можна виключити. Через брак другого будівельних резистора на 20 kOm, були застосовані два постійних резистора на 10 kOm, що забезпечують шпаруватість в межах 50%. Автор проекту - Олександр Терентьєв.

Загальний опис і використання

TL 494 і її подальші версії - найбільш часто використовувана мікросхема для побудови двухтакних перетворювачів харчування.

TL494 (оригінальна розробка Texas Instruments) - ІС ШІМ перетворювача напруги з однотактним виходами (TL 494 IN - корпус DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
К1006ЕУ4 - вітчизняний аналог TL494
TL594 - аналог TL494 c поліпшеної точністю підсилювачів помилки і компаратора
TL598 - аналог TL594 c двотактним (pnp-npn) повторителем на виході

Справжній матеріал - узагальнення на тему оригінального Техдок Texas Instruments , Публікацій International Rectifier ( "Силові напівпровідникові прилади International Rectifier", Воронеж, 1999) і Motorola.

Переваги та недоліки даної мікросхеми:

Плюс: Розвинені ланцюга управління, два диференційний підсилювача (можуть виконувати і логічні функції)
Мінус: однофазні виходи вимагають додаткової обвески (в порівнянні з UC3825)
Мінус: Недоступно струмове управління, щодо повільна петля зворотного зв'язку (некритично в автомобільних ПН)
Мінус: Cінронное включення двох і більше ІС не так зручно, як в UC3825

1. Особливості мікросхем TL494

Ланцюги Іона і захисту від Недонапряженіе харчування. Схема включається при досягненні харчуванням порога 5.5..7.0 В (типове значення 6.4В). До цього моменту внутрішні шини контролю забороняють роботу генератора і логічної частини схеми. Струм холостого ходу при напрузі живлення + 15В (вихідні транзистори відключені) не більше 10 мА. ІОН + 5В (+4.75 .. + 5.25 В, стабілізація по виходу не гірше +/- 25мВ) забезпечує витікаючий струм до 10 мА. Умощнять ІОН можна тільки використовуючи npn-емітерний повторювач (див TI стор. 19-20), але на виході такого "стабілізатора" напруга буде сильно залежати від струму навантаження.

Генератор виробляє на времязадающей конденсаторі Сt (висновок 5) Пікоподібне напруга 0 .. + 3.0В (амплітуда задана Іоном) для TL494 Texas Instruments і 0 ... + 2.8В для TL494 Motorola (чого ж чекати від інших?), відповідно для TI F \u003d 1.0 / (RtCt), для Мотороли F \u003d 1.1 / (RtCt).

Допустимі робочі частоти від 1 до 300 кГц, при цьому рекомендований діапазон Rt \u003d 1 ... 500кОм, Ct \u003d 470пФ ... 10мкФ. При цьому типовий температурний дрейф частоти становить (природно без урахування дрейфу навісних компонентів) +/- 3%, а догляд частоти в залежності від напруги живлення - в межах 0.1% у всьому допустимому діапазоні.

Для дистанційного вимикання генератора можна зовнішнім ключем замкнути вхід Rt (6) на вихід іона, або - замкнути Ct на землю. Зрозуміло, опір витоку разомкнутого ключа повинно враховуватися при виборі Rt, Ct.

Вхід контролю фази спокою (скважности) через компаратор фази спокою задає необхідну мінімальну паузу між імпульсами в плечах схеми. Це необхідно як для недопущення наскрізного струму в силових каскадах за межами ІС, так і для стабільної роботи тригера - час перемикання цифровий частини TL494 становить 200 нс. Вихідний сигнал дозволений тоді, коли пила на Cт перевищує напруга на керуючому вході 4 (DT). На тактових частотах до 150 кГц при нульовому керуючому напрузі фаза спокою \u003d 3% періоду (еквівалентну зміщення керуючого сигналу 100..120 мВ), на високих частотах вбудована корекція розширює фазу спокою до 200..300 нс.

Використовуючи ланцюг входу DT, можна задавати фіксовану фазу спокою (R-R дільник), режим м'якого старту (R-C), дистанційне виключення (ключ), а також використовувати DT як лінійний керуючий вхід. Вхідна ланцюг зібрана на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) випливає з ІС а не втікає в неї. Струм досить великий, тому слід уникати високоомних резисторів (не більше 100 кОм). На TI, стор. 23 наведено приклад захисту від перенапруги з використанням 3-вивідного стабилитрона TL430 (431).

підсилювачі помилки - фактично, операційні підсилювачі з Ку \u003d 70..95дБ по постійній напрузі (60 дБ для ранніх серій), Ку \u003d 1 на 350 кГц. Вхідні ланцюги зібрані на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) випливає з ІС а не втікає в неї. Струм досить великий для ОУ, напруга зсуву теж (до 10мВ) тому слід уникати високоомних резисторів в ланцюгах (не більше 100 кОм). Зате завдяки використанню pnp-входів діапазон вхідних напруг - від -0.3В до Vпітанія-2В.

Виходи двох підсилювачів об'єднані доданими АБО. Той підсилювач, на виході якого більша напруга, перехоплює управління логікою. При цьому вихідний сигнал доступний не порізно, а тільки з виходу діодного АБО (він же вхід компаратора помилки). Таким чином, тільки один підсилювач може бути замкнутий петлею ОС в лінійному режимі. Цей підсилювач і замикає головну, лінійну ОС по вихідній напрузі. Другий підсилювач при цьому може використовуватися як компаратор - наприклад, перевищення вихідного струму, або як ключ на логічний сигнал аварії (перегрів, КЗ і т.п.), дистанційного вимикання тощо. Один із входів компаратора прив'язується до Йону, на другому організовується логічне АБО аварійних сигналів (ще краще - логічне І сигналів нормальних станів).

При використанні RC частотнозавісімой ОС слід пам'ятати, що вихід підсилювачів - фактично однотактний (послідовний діод!), Так що заряджати ємність (вгору) він зарядить, а вниз - розряджати буде довго. Напруга на цьому виході знаходиться в межах 0 .. + 3.5В (трохи більше розмаху генератора), далі коефіцієнт напруги різко падає і приблизно при 4.5В на виході підсилювачі насичуються. Аналогічно, слід уникати низькоомних резисторів в ланцюзі виходу підсилювачів (петлі ОС).

Підсилювачі не призначені для роботи в межах одного такту робочої частоти. При затримці поширення сигналу всередині підсилювача в 400 нс вони для цього занадто повільні, та й логіка управління тригером не дозволяє (виникали б побічні імпульси на виході). У реальних схемах ПН частота зрізу ланцюга ОС вибирається порядку 200-10000 Гц.

Тригер і логіка управління виходами - При напрузі живлення не менше 7В, якщо напруга пилки на генераторі більше ніж на керуючому вході DT, і якщо напруга пилки більше ніж на будь-якому з підсилювачів помилки (з урахуванням вбудованих порогів і зсувів) - дозволяється вихід схеми. При скиданні генератора з максимуму в нуль - виходи відключаються. Тригер з парафазним виходом ділить частоту надвоє. При логічному 0 на вході 13 (режим виходу) фази тригера об'єднуються по АБО і подаються одночасно на обидва виходи, при логічної 1 - подаються парафазного на кожен вихід порізно.

вихідні транзистори - npn Дарлінгтон з вбудованою теплової захистом (але без захисту по струму). Таким чином, мінімальне падіння напруга між колектором (як правило замкнутим на плюсову шину) і емітттером (на навантаженні) - 1.5В (типове при 200 мА), а в схемі з загальним емітером - трохи краще, 1.1 В типове. Граничний вихідний струм (при одному відкритому транзисторі) обмежений 500 мА, гранична потужність на весь кристал - 1Вт.

2. Особливості застосування

Робота на затвор МДП транзистора. вихідні повторювачі

При роботі на ємнісне навантаження, який умовно є затвор МДП транзистора, вихідні транзистори TL494 включаються емітерний повторювачем. При обмеженні середнього струму в 200 мА схема здатна досить швидко зарядити затвор, але розрядити його вимкненим транзистором неможливо. Розряджати затвор за допомогою заземленого резистора - також незадовільно повільно. Адже напруга на умовній ємності затвора спадає по експоненті, а для закриття транзистора затвор треба розрядити від 10В до не більше 3В. Струм розряду через резистор буде завжди менше струму заряду через транзистор (та й грітися резистор буде неслабо, і красти струм ключа при ході вгору).

Варіант А. Ланцюг розряду через зовнішній pnp транзистор (запозичене на сайті Шихман - см. "Блок живлення підсилювача Jensen"). При зарядці затвора струм, що протікає через діод, замикає зовнішній pnp-транзистор, при виключенні виходу ІС - замкнений діод, транзистор відкривається і розряджає затвор на землю. Мінус - працює тільки на невеликі ємності навантаження (обмежені струмовим запасом вихідного транзистора ІС).

При використанні TL598 (c двотактним виходом) функція нижнього, розрядного, плеча вже зашита на кристалі. Варіант А в цьому випадку недоцільний.

Варіант Б. Незалежний комплементарний повторювач. Так як основна струмовий навантаження відпрацьовується зовнішнім транзистором, ємність (струм заряду) навантаження практично не обмежена. Транзистори і діоди - будь-які ВЧ з невеликим напругою насичення і Cк, і достатнім запасом по струму (1А в імпульсі і більше). Наприклад, КТ644 + 646, КТ972 + 973. "Земля" повторювача повинна розпаюватися безпосередньо поруч з витоком силового ключа. Колектори транзисторів повторювача обов'язково зашунтувати керамічної ємністю (на схемі не показана).

Яку схеми вибрати - залежить насамперед від характеру навантаження (ємність затвора або заряд перемикання), робочої частоти, тимчасових вимог до фронтів імпульсу. А вони (фронти) повинні бути якомога швидше, адже саме на перехідних процесах на МДП ключі розсіюється велика частина теплових втрат. Рекомендую звернеться до публікацій у збірнику International Rectifier для повного аналізу завдання, сам же обмежуся прикладом.

Потужний транзистор - IRFI1010N - має довідковий повний заряд на затворі Qg \u003d 130нКл. Це немало, адже транзистор має виключно велику площу каналу, щоб забезпечити гранично низький опір каналу (12 мОм). Саме такі ключі і потрібні в 12В перетворювачах, де кожен міліом на рахунку. Щоб гарантовано відкрити канал, на затворі має бути забезпечено Vg \u003d + 6В щодо землі, при цьому повний заряд затвора Qg (Vg) \u003d 60нКл. Щоб гарантовано розрядити затвор, заряджений до 10В, треба розсмоктати Qg (Vg) \u003d 90нКл.

2. Реалізація захисту по струму, м'якого старту, обмеження скважности

Як правило, в ролі датчика струму так і проситься послідовний резистор в ланцюзі навантаження. Але він буде красти дорогоцінні вольти і вати на виході перетворювача, та й контролювати тільки ланцюга навантаження, а КЗ в первинних ланцюгах виявити не зможе. Рішення - індуктивний датчик струму в первинної ланцюга.

Власне датчик (трансформатор струму) - мініатюрна тороїдальна котушка (внутрішній її діаметр повинен, крім обмотки датчика, вільно пропустити провід первинної обмотки головного силового трансформатора). Крізь тор пропускаємо провід первинної обмотки трансформатора (але не "земляний" дріт витоку!). Постійну часу наростання детектора задаємо порядку 3-10 періодів тактової частоти, спаду - в 10 разів більше, виходячи з струму спрацьовування оптрона (близько 2-10 мА при падінні напруги 1.2-1.6В).

У правій частині схеми - два типових рішення для TL494. Дільник Rdt1-Rdt2 задає максимальну шпаруватість (мінімальну фазу спокою). Наприклад, при Rdt1 \u003d 4.7кОм, Rdt2 \u003d 47кОм на виході 4 постійна напруга Udt \u003d 450мВ, що відповідає фазі спокою 18..22% (в залежності від серії ІС і робочої частоти).

При включенні харчування Css розряджений і потенціал на вході DT дорівнює Vref (+5 В). Сss заряджається через Rss (вона ж Rdt2), плавно опускаючи потенціал DT до нижньої межі, обмеженого дільником. Це "м'який старт". При Css \u003d 47мкф і зазначених резисторах виходи схеми відкриваються через 0.1 с після включення, і виходять на робочу шпаруватість ще протягом 0.3-0.5 с.

У схемі, крім Rdt1, Rdt2, Css присутні два витоки - струм витоку оптрона (не вище 10 мкА при високих температурах, порядку 0.1-1 мкА при кімнатній температурі) і що випливає з входу DT струм бази вхідного транзистора ІС. Щоб ці струми не впливали суттєво на точність подільника, Rdt2 \u003d Rss вибираємо не вище 5 кОм, Rdt1 - не вище 100 кОм.

Зрозуміло, вибір саме оптрона і ланцюги DT для управління непринциповий. Можливо і використання підсилювача помилки в режимі компаратора, і блокування ємності або резистора генератора (наприклад, тим же Оптрон) - але це саме виключення, а не плавне обмеження.

Генератор на TL494 з регулюванням частоти і шпаруватості

регулювання частоти (періоду проходження імпульсів)
регулювання шпаруватості (коефіцієнт заповнення, довжина імпульсів)
широкий діапазон

Перейдемо до опису схеми:

Органи управління:

Ct, нФ:
R2, кому:
Rt, кому:

Друкована плата, слідуючи традиції, намальована фломастером і витравлена \u200b\u200bмідним купоросом.

В якості силового транзистора можна використовувати практично будь-які польові транзистори, які підходять по напрузі, струму і частоті. Це можуть бути: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.

Чим менше опір транзистора в відкритому стані, тим менше він буде нагріватися при роботі. Проте, наявність радіатора на ньому обов'язково.

Зібрано та перевірено за схемою, яку надав flyer.

Робоча частота 1 ... 300кГц.

Є можливість синхронізації, запуск вхідними імпульсами.

Схема (1)

Схема (2)

Схема (3)

Схема (4)

Підбираємо резистори R7; R10; R11 і число витків котушки L1, домагаючись задуманого напруги на навантаженні.

Схема (5)

Схема (6)

Схема (10)

Приклади реалізації регулювань (стабілізації) струму і напруги. Те, що на малюнку №12 робив сам, - сподобалося. Сині конденсатори напевно можна не встановлювати, але краще нехай будуть.

Схема (11)

Все електронщики, які займаються конструюванням пристроїв електроживлення, рано чи пізно стикаються з проблемою відсутності навантажувального еквівалента або функціональної обмеженістю наявних навантажень, а так само їх габаритами. На щастя, поява на російському ринку дешевих і потужних польових транзисторів кілька виправило ситуацію.

Стали з'являтися аматорські конструкції електронних навантажень на базі польових транзисторів, більш придатних до використання в якості електронного опору, ніж їх біполярні побратими: найкраща температурна стабільність, практично нульовий опір каналу у відкритому стані, малі струми управління - основні переваги, що визначають перевагу їх використання в якості регулюючого компонента в потужних пристроях. Більш того, найрізноманітніші пропозиції з'явилися від виробників приладів, прайси яких рясніють найрізноманітнішими моделями електронних навантажень. Але, так як виробники орієнтують свою вельми складну і багатофункціональну продукцію під назвою "електронна навантаження" в основному на виробництво, ціни на ці вироби настільки високі, що покупку може дозволити собі лише дуже заможна людина. Правда, не не зовсім зрозуміло, - навіщо заможній людині електронна навантаження.

ЕН промислового виготовлення, орієнтованого на аматорський інженерний сектор, мною помічено не було. Значить, знову доведеться все робити самому. Е-ех ... Почнемо.

Переваги електронного еквівалента навантаження

Чим же в принципі електронні навантажувальні еквіваленти краще традиційних засобів (потужні резистори, лампи розжарювання, термонагревателямі та інші пристосування), використовуваних часто конструкторами при налагодженні різних силових пристроїв?

Громадяни порталу, що мають відношення до конструювання і ремонту блоків живлення, безсумнівно знають відповідь на це питання. Особисто я бачу два фактора, достатніх для того, що б мати у своїй "лабораторії" електронну навантаження: невеликі габарити, можливість управління потужністю навантаження в великих межах простими засобами (так, як ми регулюємо гучність звучання або вихідна напруга блоку живлення - звичайним змінним резистором а не потужними контактами рубильника, движком реостата і т.д.).

Крім того, "дії" електронної навантаження можна легко автоматизувати, полегшивши таким чином і зробивши більш витонченими випробування силового пристрою за допомогою електронної навантаження. При цьому, зрозуміло, звільняються очі і руки інженера, робота стає продуктивніше. Але про принади всіх можливих наворотів і досконалості - не в цій статті, і, можливо, від іншого учасника. А поки, - лише про ще одного різновиду електронного навантаження - імпульсної.

Особливості імпульсного варіанти ЕН

Аналогові електронні навантаження безумовно хороші і багато з тих, хто використовував ЕН при налагодженні силових пристроїв, оцінили її переваги. Імпульсні ЕН мають свою родзинку, даючи можливість для оцінки роботи блоку живлення при імпульсному характері навантаження такому, як, наприклад, робота цифрових пристроїв. Потужні підсилювачі звукових частот так само надають характерний вплив на живлять пристрої, а тому, непогано було б знати, як поведе себе блок живлення, розрахований і виготовлений для конкретного підсилювача, при певному заданому характері навантаження.

При діагностиці ремонтованих блоків живлення ефект застосування імпульсної ЕН так само помітний. Так, наприклад, за допомогою імпульсної ЕН була знайдена несправність сучасного комп'ютерного БП. Заявлена \u200b\u200bнесправність даного 850-ватного БЖ була наступною: комп'ютер при роботі з цим БП вимикалося довільно в будь-який час при роботі з будь-яким додатком, незалежно від споживаної, на момент виключення, потужності. При перевірці на звичайну навантаження (купа потужних резисторів по + 3В, + 5В і галогенних лампочок по +12) цей БП відпрацював на "ура" в перебігу декількох годин при тому, що потужність навантаження склала 2/3 від його заявленої потужності. Несправність проявилася при підключенні імпульсної ЕН до каналу + 3В і БП почав відключатися, ледь стрілка амперметра доходила до поділу 1А. При цьому струми навантаження по кожному з інших каналів позитивної напруги не перевищували 3А. Несправною виявилася плата супервізора і була замінена на аналогічну (благо, був такий же БП з вигорілій силовий частиною), після чого БП запрацював нормально на максимальному струмі, допустимому для використовуваного примірника імпульсної ЕН (10А), яка і є предметом опису в даній статті.

ідея

Ідея створення імпульсного навантаження з'явилася досить давно і вперше була реалізована в 2002 році, але не в теперішньому її вигляді і на інший елементній базі і для дещо інших цілей і не було в той час для мене особисто достатніх стимулів і інших заснованих для розвитку цієї ідеї. Зараз зірки стоять інакше і щось зійшлося для чергового втілення цього пристрою. З іншого боку, пристрій спочатку мало дещо інше призначення - перевірка параметрів імпульсних трансформаторів і дроселів. Але одне іншому не заважає. До речі, якщо хтось захоче зайнятися дослідженням індуктивних компонентів за допомогою цього або аналогічного пристрою, будь ласка: нижче архіви статей маститих (в області силової електроніки) інженерів, присвячених цій темі.

Отже, що ж являє собою "класична" (аналогова) ЕН в принципі. Токовий стабілізатор, який працює в режимі короткого замикання. І нічого більше. І буде правий той, хто в пориві навіть дуже пристрасті замкне вихідні клеми зарядного пристрою або зварювального апарату і скаже: це - електронна навантаження! Не факт, звичайно, що подібне замикання не матиме згубних наслідків, як для пристроїв, так і для самого оператора, а й те й інше пристрій дійсно є джерелом струму і цілком могли б претендувати після певної доведення на роль електронної навантаження, як і будь-який інший як завгодно примітивний джерело струму. Струм в аналогової ЕН буде залежати від напруги на виході перевіряється БП, провідникові каналу польового транзистора, що встановлюється величиною напруги на його затворі.

Струм в імпульсної ЕН буде залежати від суми параметрів в число яких буде входити ширина імпульсу, мінімальний опір відкритого каналу вихідного ключа і властивості перевіряється БП (ємність конденсаторів, індуктивність дроселів БП, вихідна напруга).
При відкритому ключі ЕН утворює короткочасне коротке замикання, при якому конденсатори випробуваного БП розряджаються, а дроселі (якщо вони містяться в конструктиві БП) прагнуть до насичення. Класичного КЗ, однак, не відбувається, тому що ширина імпульсу обмежена в часі мікросекундними величинами, визначальними величину розрядного струму конденсаторів БП.
У той же час перевірка імпульсної ЕН є більш екстремальною для перевіряється БП. Зате і "підводних каменів" при такій перевірці виявляється більше, аж до якості живлячих провідників, які підводяться до живлячої пристрою. Так, при підключенні імпульсної ЕН до 12-тівольтовому БП сполучними мідними дротами діаметром жили 0,8 мм і струмі навантаження 5А, осцилограма на ЕН виявила пульсації, що представляють собою послідовність прямокутних імпульсів розмахом до 2В і загостреними викидами з амплітудою, що дорівнює напрузі харчування. На клемах самого БП пульсації від ЕН практично були відсутні. На самій ЕН пульсації були зведені до мінімуму (менше 50мВ) за допомогою збільшення кількості жив кожного живлять ЕН провідників - до 6. В "Двожильний" варіанті мінімуму пульсацій, порівнянного з "шестіжільним", вдалося досягти установкою додаткового електролітичного конденсатора ємністю 4700мФ в точках з'єднання живлять проводів з навантаженням. Так що, при побудові БП, імпульсна ЕН дуже навіть може стати в нагоді.

схема

ЕН зібрана на популярних (завдяки великій кількості утилізованих комп'ютерних БП) компонентах. Схема ЕН містить генератор з регульованою частотою і шириною імпульсів, термо-і-струмовий захист. Генератор виконаний на ШІМ TL494.

Регулювання частоти здійснюється змінним резистором R1; скважности - R2; термочутливості - R4; обмеження струму - R14.
Вихід генератора умощнен емітерний повторювачем (VT1, VT2) для роботи на ємності затворів польових транзисторів числом від 4-х і більше.

Генераторна частина схеми і буферний каскад на транзисторах VT1, VT2 можуть бути запитані від окремого джерела живлення з вихідною напругою +12 ... 15В і струмом до 2А або від каналу + 12В перевіряється БП.

Вихід ЕН (стік польового транзистора) і з'єднується з "+" перевіряється БП, загальний провід ЕН - із загальним проводом БП. Кожен з затворів польових транзисторів (в разі їх групового використання) повинен бути з'єднаний з виходом буферного каскаду власним резистором, що нівелює різницю параметрів затворів (ємність, граничну напругу) і забезпечує синхронну роботу ключів.

На фотографіях видно, що на платі ЕН є пара світлодіодів: зелений - індикатор живлення навантаження, червоний відображає спрацьовування підсилювачів помилки мікросхеми при критичній температурі (постійне світіння) або при обмеженні струму (ледь помітне мерехтіння). Роботою червоного світлодіода управляє ключ на транзисторі КТ315, емітер якого з'єднаний із загальним проводом; база (через резистор 5-15кОм) з висновком 3 мікросхеми; колектор - (через резистор 1,1 кОм) з катодом світлодіода, анод якого з'єднаний з висновками 8, 11, 12 мікросхеми DA1. На схемі цей вузол не показаний, тому що не є безумовно обов'язковим.

З приводу резистора R16. При проходженні через нього струму 10А, розсіюється на резисторі потужність складе 5Вт (при вказаному на схемі опорі). У реальному конструкції використовується резистор опором 0,1 Ом (не виявилося потрібного номіналу) і потужність, що розсіюється на його корпусі при тому ж струмі, складе 10 Вт. Температура резистора при цьому набагато вище температури ключів ЕН, які (при використанні радіатора, показаного на фото) гріються не сильно. Тому термодатчик краще встановити на резисторі R16 (або в безпосередній близькості), а не на радіаторі з ключами ЕН.

Коли я тільки починав займатися радіоелектронікою, в моїй майстерні було повно зошитів, листочків з розрахунками, формулами і всякою всячиною. Зараз же коли комп'ютер далеко не розкіш, можна трохи полегшити собі життя використовую програми для радіоаматора. Всі програми представлені в ознайомлювальних цілях, оригінальні версії програм рекомендую скачати з сайту розробника

Це набір різних програм для розрахунку різних типів трансформаторів, дроселів і визначення проникності сердечника. Так само розрахунок частоти мікросхем 3525 і 3842-3845
Ці програми продемонстрували себе у статтях,

Splan70 відAbacom

Програма для малювання радіоелектронних схем. У програмному пакеті велика база різноманітних електронних компонентів, а так само є редактор що б малювати свої компоненти
Програмкою раніше активно користувався для малювання схем, зараз же використовую для цього Multisim

Програму для ознайомлення

Дуже потужний емулятор для попереднього відпрацьовування схем і їх налаштування. Більшість ідей які приходять мені в голову я спочатку відпрацьовую їх в емуляторі, а вже потім реалізую в залозі і остаточно налаштовую
Multisim має на борту велику базу компонентів, що практично будь-яку схему дозволяє емулювати. Є різні інструменти від мультиметра до потужних генераторів

Завантажити програму з сайту розробника

SprintLayOut 6 відAbacom

Це прекрасний редактор для малювання друкованих плат односторонніх і двосторонніх.
Має велику базу макросів, є можливість самостійно додавати макроси
Всі друковані плати отрісованни саме в цьому редакторі

Програму для ознайомлення

Основний пакет програм уже описаний, так само є другорядні програми які рідко, але все ж використовую

Це програма для кодової і кольорового маркування резисторів, раніше активно їй користувався. Зараз же напам'ять всі знаю, але буває, для впевненості, перевіряю результати цієї програмою

Програму для ознайомлення

Програма для розрахунку трансформаторного джерела живлення для блока живлення БП. Вона враховує особливості споживання енергії при звуковідтворення

Програму для ознайомлення

RegulatorDesing 1.2Nazar

аналогами TL494 є мікросхеми KA7500 і її вітчизняний клон - КР1114ЕУ4 .

Граничні значення параметрів:

Принципова схема пристрою

Схема генератора прямокутних імпульсів

Друкована плата генератора на TL494 та інші файли знаходяться в окремому.

Деталі генератора імпульсів

Читайте: "Як зробити з комп'ютерного".

Загальний опис і використання

TL494 (оригінальна розробка Texas Instruments) - ІС ШІМ перетворювача напруги з однотактним виходами (TL 494 IN - корпус DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
К1006ЕУ4 - вітчизняний аналог TL494
TL594 - аналог TL494 c поліпшеної точністю підсилювачів помилки і компаратора
TL598 - аналог TL594 c двотактним (pnp-npn) повторителем на виході

Переваги та недоліки даної мікросхеми:

Плюс: Розвинені ланцюга управління, два диференційний підсилювача (можуть виконувати і логічні функції)
Мінус: однофазні виходи вимагають додаткової обвески (в порівнянні з UC3825)
Мінус: Недоступно струмове управління, щодо повільна петля зворотного зв'язку (некритично в автомобільних ПН)
Мінус: Cінронное включення двох і більше ІС не так зручно, як в UC3825

1. Особливості мікросхем TL494

2. Особливості застосування

Робота на затвор МДП транзистора. вихідні повторювачі

2. Реалізація захисту по струму, м'якого старту, обмеження скважности

УПРАВЛІННЯ силові ключі ІМПУЛЬСНОГО БЛОКУ ХАРЧУВАННЯ
ЗА ДОПОМОГОЮ TL494

Стаття підготовлена \u200b\u200bна основі КНИГИ А. В. Головкове і В. Б Любицьке "БЛОКИ ЖИВЛЕННЯ ДЛЯ СИСТЕМНИХ МОДУЛІВ ТИПУ IBM PC-XT / AT" ВИДАВНИЦТВА «ЛАД і Н»

УПРАВЛЯЮЧА МІКРОСХЕМА TL494

В сучасних ДБЖ для формування керуючого напруги перемикання потужних транзисторів перетворювача зазвичай використовуються спеціалізовані інтегральні мікросхеми (ІМС).
Ідеальна керуюча ІМС для забезпечення нормальної роботи ДБЖ в режимі ШІМ повинна задовольняти більшості з перерахованих нижче умов:
робоча напруга не вище 40В;
наявність високостабільного термостабілізі-рованного джерела опорного напруги;
наявність генератора пилкоподібної напряже-
забезпечення можливості синхронізації зовнішнім сигналом програмованого плавного запуску;
наявність підсилювача сигналу неузгодженості з високим синфазним напругою;
наявність ШІМ-компаратора;
наявність імпульсного керованого тригера;
наявність двоканального предоконечного каскаду з захистом від КЗ;
наявність логіки придушення подвійного імпульсу;
наявність засобів корекції симетрії вихідних напруг;
наявність струмообмеження в широкому діапазоні синфазних напруг, а також струмообмеження в кожному періоді з відключенням в аварійному режимі;
наявність автоматичного управління з прямою передачею;
забезпечення відключення при зниженні напруги живлення;
забезпечення захисту від перенапруг;
забезпечення сумісності з ТТЛ / КМОП логікою;
забезпечення дистанційного включення і відключення.

Малюнок 11. Керуюча мікросхема TL494 і її цоколевка.

Як схеми управління для розглянутого класу імпульсних блоків живлення в переважній більшості випадків використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США) (рис.11). Вона реалізує більшість з перерахованих вище функцій і випускається низкою зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) - UA494, фірма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фірма FUJITSU (Японія) - МВ3759 і т.д. Всі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4. Розглянемо детально пристрій і роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для керування силовою частиною ІБП і містить в своєму складі (рис.12):

Малюнок 12. Функціональна схема ІМС TL494

Генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ДПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-му і 6-му висновків, і в даному класі БП вибирається рівною приблизно 60 кГц;
джерело опорного стабілізованої напруги DA5 (Uref \u003d + 5, OB) із зовнішнім виходом (висновок 14);
компаратор "мертвої зони" DA1;
компаратор ШІМ DA2;
підсилювач помилки по напрузі DA3;
підсилювач помилки по сигналу обмеження струму DA4;
два вихідних транзистора VT1 і VT2 з відкритими колекторами і емітерами;
динамічний двотактний D-тригер в режимі поділу частоти на 2 - DD2;
допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);
джерело постійної напруги з номіналом 0,1BDA7;
джерело постійного струму з номіналом 0,7мА DA8.
Схема управління буде запускатися, тобто на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів в тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-який напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В. Всю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову і аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів). До аналогової частини відносяться підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Всі інші елементи, в тому числі і вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт).

Малюнок 13. Робота ІМС TL494 в номінальному режимі: U3, U4, U5 - напруги на висновках 3, 4, 5.

Розглянемо на початку роботу цифрового тракту. Тимчасові діаграми, що пояснюють роботу мікросхеми, наведені на рис. 13. З тимчасових діаграм видно, що моменти появи вихідних керуючих імпульсів мікросхеми, а також їх тривалість (діаграми 12 і 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану її вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистора мають відкриті колектори і емітери, то можливо двояке їх підключення. При включенні по схемі із загальним емітером вихідні імпульси знімаються з зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 і 11 мікросхеми), а самі імпульси спрямовані викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів негативні). Емітери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) в цьому випадку, як правило, заземляются. При включенні по схемі із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти імпульсів позитивні), знімаються з емітерів транзисторів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини харчування керуючої мікросхеми (Upom).
Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами вгору, незалежно від схеми включення мікросхеми.
Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його роботи полягає в наступному. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший з двох тригерів, входячи щих до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то по задньому (негативному) фронту цього імпульсу переключається другий тригер в складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відчиняю чого імпульсу на базі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду. Дійсно, поки рівень імпульсу на вході С тригера DD2 не змінився, стан його виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми по одному з каналів, наприклад верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході С закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід С і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тому в довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто виключає появу двох відчиняли імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.
Розглянемо докладно один період роботи цифрового тракту мікросхеми.
Поява відчиняю чого імпульсу на базі вихідного транзистора верхнього (VT1) або нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ( "2ИЛИ-НЕ") і станом елементів DD3, DD4 ( "2-І"), яке, в свою чергу , визначається станом тригера DD2.
Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) в тому лише єдиному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0). При інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО-НЕ присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 присутня логічна 1 (момент ti діаграми 5 рис.13), а на виході / Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2И) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, а значить і на одному з входів елемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний О, і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом же виходу елемента DD4 буде логічний 0, тому що логічний 0 присутній на одному з входів DD4, вступаючи туди з виходу / Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить на один з входів елемента DD6 і забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал. Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 присутній логічний 0 - інтервал trt2 діаграми 5 рис.13 ). Тому транзісгор VT2 відкривається і на його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення по схемі із загальним емітером).
Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5 рис.13) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, за винятком елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент ta) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 на протилежне (логічний 0 - на виході Q, логічна 1 - на виході / Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 - логічний 0, на виході DD4 - логічна 1). Розпочата в момент! 3 пауза на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її в реальну появу відчиняю чого імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до моменту U, після чого VT1 закривається, і процеси повторюються.
Таким чином основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу по сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і / Q тригера DD2, керованого тим же елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу по низькому рівню.
Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну важливу її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані і виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо на висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 будуть працювати як повторювачі інформації з виходів Q і / Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися із зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої по двохтактній полумостовій схемою. Якщо на висновок 13 буде поданий логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто стан виходів цих елементів не буде змінюватися (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 будуть впливати на елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, а значить і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується в разі, якщо силова частина ДБЖ виконана по однотактной схемою. Колектори і емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми в цьому випадку об'єднуються з метою умощнения.
Як "жорсткої" логічної одиниці в двотактних схемах використовується вихідна напруга
внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок 13 мікросхеми об'єднується з висновком 14).
Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.
Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходять на один з входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає в нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, яке визначається більш широкими вихідними імпульсами ШІМ - компаратора DA2.
Крім того, з діаграм рис.13 видно, що при змінах рівня напруги на неінвертуючий вході ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) буде пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неінвертуючий вході компаратора ШІМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (тому що воно перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яке залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку на його неінвертуючий вході (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на висновок 1 мікросхеми ширина вихідних імпульсів буде змінюватися пропорційно зміні рівня цього сигналу зворотного зв'язку, який, в свою чергу, змінюється пропорційно змінам рівня вихідної напруги ДБЖ, тому що зворотний зв'язок заводиться саме звідти.
Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідних транзистора VT1 і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами".
Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", тому що він визначає мінімально можливу її тривалість. Пояснимо це докладніше.
З тимчасових діаграм рис.13 випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШІМ-компаратора DA2 буде в силу будь-яких причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширше вихідних імпульсів ШІМ-компаратора DA2 і почнуть визначати стан виходу логічного елемента DD1, а значить і. ширину вихідних імпульсів мікросхеми. Іншими словами, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми на деякому максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неінвенті-ючий вході компаратора DA1 (висновок 4 мікросхеми) в сталому режимі. Однак, з іншого боку, потенціал на виводі 4 визначатиме діапазон широтной регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу на виводі 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виводі 4 дорівнює 0.
Однак в цьому випадку з'являється небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може стати рівною 0 (наприклад, в разі значного зростання споживаного від ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми будуть слідувати безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які не можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикає сигнал, а на базу закритого транзистора - отпирающий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий. Тоді й виникає пробій по транзисторної стійці напівмоста, який полягає в протіканні наскрізного струму через обидва транзистора. Струм цей, як видно зі схеми рис. 5, мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист по струму в цьому випадку не працює, тому що струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний; конструкція і принцип дії застосовуваних струмових датчиків будуть детально розглянуті в наступних розділах), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає дуже великої величини за дуже короткий проміжок часу. Це призводить до різкого зростання виділяється на обох силових транзисторах потужності і практично миттєвого виходу їх з ладу (як правило, пробій). Крім того, кидком наскрізного струму можуть бути виведені з ладу діоди силового випрямного моста. Процес цей закінчується перегоранням мережевого запобіжника, який через свою інерційності не встигає захистити елементи схеми, а лише захищає від перевантаження первинну мережу.
Тому керуюча напруга; подається на бази силових транзисторів повинно бути сформовано таким чином, щоб спочатку надійно закривався б один з цих транзисторів, а вже потім відкривався б іншою. Іншими словами, між керуючими імпульсами, які подаються на бази силових транзисторів обов'язково повинен бути часове зрушення, які не рівний нулю ( "мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних в якості силових ключів транзисторів.
Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу на виводі 4 мікросхеми. Потенціал цей задається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.
У деяких варіантах ДБЖ такої дільник відсутня. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. Нижче) потенціал на виводі 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" навряд чи стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючий вхід компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і до висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", ні за яких умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде принципово неможливий. Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони"). Якщо є дільник, підключений до висновку 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього висновку не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, але і залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведення 4. Однак при цьому, як було сказано вище, звужується динамічний діапазон широтной регулювання ШІМ компаратора DA2.

СХЕМА ПУСКУ

Схема пуску призначена для отримання напруги, яким можна було б живити керуючу мікросхему з метою її запуску після включення ІВП в мережу живлення. Тому під пуском мається на увазі запуск в роботу в першу чергу керуючої мікросхеми, без нормального функціонування якої неможлива робота силової частини і всієї схеми ДБЖ в цілому.
Схема пуску може бути побудована двома різними способами:
з самозбудженням;
з примусовим збудженням.
Схема з самозбудженням використовується, наприклад, в ДБЖ GT-150W (рис.14). Випрямлена напруга мережі Uep подається на резистивний дільник R5, R3, R6, R4, що є базовим для обох силових ключових транзисторів Q1, Q2. Тому через транзистори під впливом сумарного напруги на конденсаторах С5, С6 (Uep) починає протікати базовий струм по ланцюгу (+) С5 - R5 - R7 - 6-е Q1 - R6 - R8 - 6-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.
Обидва транзистора відкриваються цим струмом. В результаті через ділянки кол лектор-емітер обох транзисторів починають протікати струми взаємно протилежних напрямків по ланцюгах:
через Q1: (+) С5 - шина +310 В - к-е Q1 - 5-6 Т1 -1-2 Т2-С9- (-) С5.
через Q2: (+) С6 - С9 - 2-1 Т2 - 6-5 Т1 - к-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.

Малюнок 14. Схема запуску з самозбудженням ДБЖ GT-150W.

Якби обидва струму, що протікають через додаткові (пускові) витки 5-6 Т1 в протилежних напрямках, були б рівні, то результуючий струм дорівнював би 0, і схема не змогла б запуститися.
Однак в силу технологічного розкиду коефіцієнтів посилення по струму транзисторів Q1, Q2 завжди якийсь один з цих струмів більше іншого, тому що транзистори відкриті в різному ступені. Тому результуючий струм через витки 5-6 Т1 НЕ дорівнює 0 і має той чи інший напрямок. Припустимо, що переважає струм через транзистор Q1 (тобто Q1 відкритий в більшій мірі, ніж Q2) і, отже, струм протікає в напрямку від виведення 5 до висновку 6 Т1. Подальші міркування грунтуються на цьому допущенні.
Однак, справедливості заради треба відзначити, що переважаючим може виявитися і струм через транзистор Q2, і тоді все далі описувані процеси будуть ставитися до транзистора Q2.
Протікання струму через витки 5-6 Т1 викликає поява ЕРС взаємоіндукції на всіх обмотках керуючого трансформатора Т1. При цьому (+) ЕРС виникає на виводі 4 щодо виведення 5 і в базу Q1 під впливом цієї ЕРС тече додатково відкривав би його ток по ланцюгу: 4 Т1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5 Т1.
Одночасно на виводі 7 Т1 з'являється (-) ЕРС щодо виведення 8, тобто полярність цієї ЕРС виявляється замикаючої для Q2 і він закривається. Далі вступає в дію позитивний зворотний зв'язок (ПОС). Дія її полягає в тому, що при зростанні струму через ділянку колектор-емітер Q1 і витки 5-6 Т1 на обмотці 4-5 Т1 діє зростаюча ЕРС, яка, створюючи додатковий базовий струм для Q1, ще в більшій мірі відкриває його. Процес цей розвивається лавиноподібно (дуже швидко) і призводить до повного відкриванню Q1 і замикання Q2. Через відкритий Q1 і первинну обмотку 1-2 силового імпульсного трансформатора Т2 починає протікати лінійно наростаючий струм, що викликає появу імпульсу ЕРС взаємоіндукції на всіх обмотках Т2. Імпульс з обмотки 7-5 Т2 заряджає накопичувальну ємність С22. На С22 з'являється напруга, що подається в якості живлячої на висновок 12 керуючої мікросхеми IC1 типу TL494 і на узгоджувальний каскад. Мікросхема запускається і генерує на своїх висновках 11, 8 прямокутні послідовності імпульсів, якими через узгоджувальний каскад (Q3, Q4, Т1) починають переключатися силові ключі Q1, Q2. На всіх обмотках силового трансформатора Т2 з'являються імпульсні ЕРС номінального рівня. При цьому ЕРС з обмоток 3-5 і 7-5 постійно підживлюють С22, підтримуючи на ньому незмінний рівень напруги (близько +27). Іншими словами, мікросхема по кільцю зворотного зв'язку починає запи-ють сама себе (самоподпітка). Блок виходить на робочий режим. Напруга живлення мікросхеми і узгоджувального каскаду є допоміжним, діє тільки всередині блоку і зазвичай називається Upom.
Ця схема може мати деякі різновиди, як наприклад в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT (виробництво Тайвань) для комп'ютера Мазовія СМ1914 (рис.15). У цій схемі початковий поштовх для розвитку процесу запуску виходить за допомогою окремого однополупериодного випрямляча D1, С7, який живить в перший позитивний напівперіод мережі базовий для силових ключів резистивний дільник. Це прискорює процес запуску, тому що початкове відмикання одного з ключів відбувається паралельно з зарядкою згладжують конденсаторів великої ємності. В іншому схема працює аналогічно розглянутим вище.

Малюнок 15. Схема запуску з самозбудженням в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT

Така схема використовується, наприклад, в ДБЖ PS-200B фірми LING YIN GROUP (Тайвань).
Первинна обмотка спеціального пускового трансформатора Т1 включається на половинну напругу мережі (при номіналі 220) або на повне (при номіналі 110В). Це робиться з тих міркувань, щоб амплітуда змінної напруги на вторинній обмотці Т1 не залежала б від номіналу мережі живлення. Через первинну обмотку Т1 при вмиканні ІБЖ в мережу протікає змінний струм. На вторинній обмотці 3-4 Т1 тому наводять змінна синусоїдальна ЕРС з частотою мережі живлення. Струм, що протікає під впливом цієї ЕРС, випрямляється спеціальної бруківці схемою на діодах D3-D6 і згладжується конденсатором С26. На С26 виділяється постійна напруга близько 10-11В, яке подається як живлячої на висновок 12 керуючої мікросхеми U1 типу TL494 і на узгоджувальний каскад. Паралельно з цим процесом відбувається заряд конденсаторів фільтра, що згладжує. Тому до моменту подачі живлення на мікросхему силовий каскад також виявляється живити. Мікросхема запускається і починає генерувати на своїх висновках 8, 11 послідовності прямокутних імпульсів, якими через узгоджувальний каскад починають переключатися силові ключі. В результаті з'являються вихідні напруги блоку. Після виходу на режим самоподпітка мікросхеми проводиться з шини вихідної напруги + 12В через розв'язують діод D8. Так як це напруга самоподпіткі трохи перевищує вихідну напругу випрямляча D3-D5, то діоди цього пускового випрямляча замикаються, і він в подальшому не впливає на роботу схеми.
Необхідність зворотного зв'язку через діод D8 не є обов'язковою. У схемах деяких ДБЖ, де застосовується примусове збудження, такий зв'язок відсутній. Керуюча мікросхема і узгоджувальний каскад протягом всього часу роботи живляться з виходу пускового випрямляча. Однак рівень пульсації на шині Upom в цьому випадку виходить трохи більшим, ніж в разі живлення мікросхеми з шини вихідної напруги + 12В.
Підводячи підсумок опису схем запуску, можна відзначити основні особливості їх побудови. У схемі з самозбудженням проводиться первинне перемикання силових транзисторів, результатом чого є поява напруги живлення мікросхеми Upom. У схемі з примусовим збудженням спочатку отримують Upom, а вже як результат - перемикання силових транзисторів. Крім того, в схемах з самозбудженням напруга Upom зазвичай має рівень близько + 26В, а в схемах з примусовим збудженням - близько +12.
Схема з примусовим збудженням (з окремим трансформатором) приведена на рис.16.

Малюнок 16. Схема запуску з примусовим збудженням імпульсного блоку живлення PS-200B (LING YIN GROUP).

СОГЛАСУЮЩИЙ КАСКАД ІМПУЛЬСНОГО БЛОКУ ХАРЧУВАННЯ

Для узгодження і розв'язки потужного вихідного каскаду від малопотужних ланцюгів управління служить узгоджувальний каскад.
Практичні схеми побудови узгоджувального каскаду в різних ДБЖ можна розділити на два основні варіанти:
транзисторний варіант, де в якості ключів використовуються зовнішні транзистори в дискретному виконанні;
бестранзісторний варіант, де в якості ключів використовуються вихідні транзистори самої керуючої мікросхеми VT1, VT2 (в інтегральному виконанні).
Крім того, ще однією ознакою, за яким можна класифікувати погоджують каскади, є спосіб управління силовими транзисторами полумостового інвертора. За цією ознакою всі погоджують каскади можна розділити на:
каскади із загальним управлінням, де управління обома силовими транзисторами проводиться за допомогою одного загального для них керуючого трансформатора, який має одну первинну і дві вторинні обмотки;
каскади з роздільним керуванням, де управління кожним з силових транзисторів виробляється за допомогою окремого трансформатора, тобто в згоден каскаді є два керуючих трансформатора.
Виходячи з обох класифікацій узгоджувальний каскад може бути виконаний одним з чотирьох способів:
транзисторний із загальним управлінням;
транзисторний з роздільним керуванням;
бестранзісторний із загальним управлінням;
бестранзісторний з роздільним керуванням.
Транзисторні каскади з роздільним керуванням застосовуються рідко, або взагалі не застосовуються. Авторам не довелося зіткнутися з таким варіантом виконання узгоджувального каскаду. Решта три варіанти зустрічаються більш-менш часто.
У першій-ліпшій нагоді зв'язок з силовим каскадом здійснюється трансформаторних способом.
При цьому трансформатор виконує дві основні функції: посилення сигналу по струму (за рахунок ослаблення по напрузі) і гальванічної розв'язки. Гальванічна розв'язка необхідна тому, що керуюча мікросхема і узгоджувальний каскад знаходяться на вторинній стороні, а силовий каскад - на первинній стороні ІБП.
Розглянемо роботу кожного зі згаданих варіантів узгоджувального каскаду на конкретних прикладах.
У транзисторної схемою із загальним управлінням в якості узгоджувального каскаду використовується двотактний трансформаторний попередній підсилювач потужності на транзисторах Q3 і Q4 (рис.17).

Малюнок 17. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення KYP-150W (транзисторна схема з загальним управлінням).

Малюнок 18. Реальна форма імпульсів на колекторах

Токи через діоди D7 і D9, що протікають під впливом магнітної енергії, запасеної в осерді DT, мають вигляд спадаючої експоненти. В осерді DT під час протікання струмів через діоди D7 і D9 діє змінюється (спадаючий) магнітний потік, що і зумовлює появу імпульсів ЕРС на його вторинних обмотках.
Діод D8 усуває вплив узгоджувального каскаду на керуючу мікросхему через загальну шину живлення.
Інший різновид транзисторного узгоджувального каскаду з загальним управлінням використовується в імпульсному блоці живлення ESAN ESP-1003R (рис.19). Першою особливістю цього варіанту є те, що вихідні транзистори VT1, VT2 мікросхеми включені як емітерний повторювачі. Вихідні сигнали знімаються з висновків 9, 10 мікросхеми. Резистори R17, R16 і R15, R14 є емітер-ними навантаженнями транзисторів VT1 і VT2 відповідно. Ці ж резистори утворюють базові подільники для транзисторів Q3, Q4, які працюють в ключовому режимі. Ємності С13 і С12 є форсує і сприяють прискоренню процесів перемикання транзисторів Q3, Q4. Другою характерною особливістю цього каскаду є те, що первинна обмотка керуючого трансформатора DT не має висновку від середньої точки і підключена між колекторами транзисторів Q3, Q4. Коли вихідний транзистор VT1 керуючої мікросхеми відкривається, то виявляється живиться напругою Upom базовий для транзистора Q3 дільник R17, R16. Тому через керуючий перехід Q3 протікає струм, і він відкривається. Прискоренню цього процесу сприяє форсує ємність С13, яка забезпечує подачу в базу Q3 відмикає струму, в 2-2,5 рази перевищує стале значення. Результатом відкривання Q3 є те, що первинна обмотка 1-2 DT своїм висновком 1 виявляється підключена до корпусу. Так як другий транзистор Q4 замкнений, то через первинну обмотку DT починає протікати наростаючий струм по ланцюгу: Upom - R11 - 2-1 DT - к-е Q3 - корпус.

Малюнок 19. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторна схема з загальним управлінням).

На вторинних обмотках 3-4 і 5-6 DT з'являються імпульси ЕРС прямокутної форми. Напрямок намотування вторинних обмоток DT різний. Тому один з силових транзисторів (на схемі не показано) отримає відкриває базовий імпульс, а інший - що закриває. Коли VT1 \u200b\u200bкеруючої мікросхеми різко закривається, то слідом за ним також різко закривається і Q3. Прискоренню процесу закривання сприяє форсує ємність С13, напруга з якої прикладається до переходу база-емітер Q3 в закриває полярності. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідних транзистора мікросхеми закриті. Далі відкривається вихідний транзистор VT2, а значить виявляється живити напругою Upom базовий для другого транзистора Q4 дільник R15, R14. Тому Q4 відкривається і первинна обмотка 1-2 DT виявляється підключена до корпусу іншим своїм кінцем (висновком 2), тому через неї починає протікати наростаючий струм протилежного попередньому випадку напрямки по ланцюгу: Upom -R10- 1-2 DT - к-е Q4 - "корпус".
Тому полярність імпульсів на вторинних обмотках DT змінюється, і відкриває імпульс отримає другий силовий транзистор, а на базі першого діятиме імпульс закриває полярності. Коли VT2 керуючої мікросхеми різко закривається, то слідом за ним також різко закривається Q4 (за допомогою форсує ємності С12). Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Таким чином, основна ідея, закладена в роботу цього каскаду, полягає в тому, що змінний магнітний потік в сердечнику DT вдається отримати завдяки тому, що первинна обмотка DT підключається до корпусу то одним, то іншим своїм кінцем. Тому через неї протікає змінний струм без постійної складової при однополярному харчуванні.
У бестранзісторних варіантах узгоджувальних каскадів ДБЖ в якості транзисторів узгоджувального каскаду, як це було зазначено раніше, використовуються вихідні транзистори VT1, VT2 керуючої мікросхеми. В цьому випадку дискретні транзистори узгоджувального каскаду відсутні.
Бестранзісторная схема із загальним управлінням використовується, наприклад, в схемі ИБП PS-200В. Вихідні транзистори мікросхеми VT1, VT2 навантажуються по колекторам первинними полуобмоткі трансформатора DT (рис.20). Харчування подається в середню точку первинної обмотки DT.

Малюнок 20. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення PS-200B (бестранзісторная схема із загальним управлінням).

Коли відкривається транзистор VT1, то наростаючий струм через цей транзистор і полуобмоткі 1-2 керуючого трансформатора DT. На вторинних обмотках DT з'являються керуючі імпульси, які мають таку полярність, що один з силових транзисторів інвертора відкривається, а інший закривається. Після закінчення імпульсу VT1 різко закривається, струм через полуобмоткі 1-2 DT перестає протікати, тому зникає ЕРС на вторинних обмотках DT, що призводить до закривання силових транзисторів. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідних транзистора VT1, VT2 мікросхеми закриті, і струм через первинну обмотку DT не протікає. Далі відкривається транзистор VT2, і струм, наростаючи в часі, протікає через цей транзистор і полуобмоткі 2-3 DT. Магнітний потік, створюваний цим струмом в осерді DT, має протилежне попередньому випадку напрямок. Тому на вторинних обмотках DT наводяться ЕРС протилежної попередньому випадку полярності. В результаті відкривається другий транзистор полумостового інвертора, а на базі першого імпульс має закриває його полярність. Коли VT2 керуючої мікросхеми закривається, струм через нього і первинну обмотку DT припиняється. Тому зникають ЕРС на вторинних обмотках DT, і силові транзистори інвертора знову опиняються закриті. Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Основна ідея побудови цього каскаду полягає в тому, що змінний магнітний потік в сердечнику керуючого трансформатора вдається отримати завдяки подачі живлення в середню точку первинної обмотки цього трансформатора. Тому струми протікають через полуобмоткі з однаковим числом витків в різних напрямках. Коли обидва вихідних транзистора мікросхеми закриті ( "мертві зони"), магнітний потік в сердечнику DT дорівнює 0. Почергове відкривання транзисторів викликає почергове поява магнітного потоку то однієї, то іншої полуобмоткі. Результуючий магнітний потік в сердечнику виходить змінним.
Остання із зазначених різновидів (бестранзісторная схема з роздільним керуванням) використовується, наприклад, в ІБЖ комп'ютеру Appis (Перу). У цій схемі є два керуючих трансформатора DT1, DT2, первинні полуобмоткі яких є колекторними навантаженнями для вихідних транзисторів мікросхеми (рис.21). У цій схемі управління кожним з двох силових ключів здійснюється через окремий трансформатор. Харчування подається на колектори вихідних транзисторів мікросхеми із загальною шини Upom через середні точки первинних обмоток керуючих трансформаторів DT1, DT2.
Діоди D9, D10 з відповідними частинами первинних обмоток DT1, DT2 утворюють схеми розмагнічування сердечників. Зупинимося на цьому питанні докладніше.

Малюнок 21. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення "Appis" (бестранзісторная схема з роздільним керуванням).

Узгоджувальний каскад (рис.21) по суті являє собою два незалежних однотактний прямоходових перетворювача, тому що відкриває струм протікає в базу силового транзистора під час відкритого стану узгоджувального транзистора, тобто узгоджувальний і пов'язаний з ним через трансформатор силовий транзистор відкриті одночасно. При цьому обидва імпульсних трансформатора DT1, DT2 працюють з постійною складовою струму первинної обмотки, тобто з вимушеним підмагнічуванням. Якщо не передбачити спеціальних заходів по розмагнічування сердечників, то вони увійдуть в магнітне насичення за кілька періодів роботи перетворювача, що призведе до значного зменшення індуктивності первинних обмоток і виходу з ладу переключающих транзисторів VT1, VT2. Розглянемо процеси, що протікають в перетворювачі на транзисторі VT1 і трансформаторі DT1. Коли транзистор VT1 відкривається, через нього і первинну обмотку 1-2 DT1 протікає лінійно наростаючий струм по ланцюгу: Upom -2-1 DT1 - к-е VT1 - "корпус".
Коли відчиняли імпульс на базі VT1 закінчується, він різко закривається. Струм через обмотку 1-2 DT1 припиняється. Однак ЕРС на розмагнічуючої обмотці 2-3 DT1 при цьому міняє полярність, і через цю обмотку і діод D10 протікає розмагнічує сердечник DT1 ток по ланцюгу: 2 DT1 - Upom - С9- "корпус" - D10-3DT1.
Струм цей - лінійно спадаючий, тобто похідна магнітного потоку через сердечник DT1 змінює знак, і сердечник розмагнічується. Таким чином під час цього зворотного такту відбувається повернення надлишкової енергії, запасеної в осерді DT1 за час відкритого стану транзистора VT1, в джерело (заряджається накопичувальний конденсатор С9 шини Upom).
Однак такий варіант реалізації узгоджувального каскаду найменш кращий, тому що обидва трансформатора DT1, DT2 працюють з недовикористанням по індукції і з постійної складової струму первинної обмотки. Перемаг-нічіваніе сердечників DT1, DT2 відбувається по приватному циклу, який охоплює тільки позитивні значення індукції. Магнітні потоки в сердечниках через це виходять пульсуючими, тобто містять постійну складову. Це призводить до завищених массогабаріт-ним показниками трансформаторів DT1, DT2 і, крім того, в порівнянні з іншими варіантами узгоджувального каскаду, тут потрібно два трансформатора замість одного.


Основні параметри ІМПУЛЬСНИХ БЛОКІВ ХАРЧУВАННЯ ДЛЯ IBM	Розглядаються основні параметри імпульсних блоків живлення, приведена цоколевка роз'єму, принцип роботи від напруги мережі 110 і 220 вольт,

	Детально розписана мікросхема TL494, схема включення і варіанти використання для управління силовими ключами імпульсних блоків живлення.

УПРАВЛІННЯ силові ключі ІМПУЛЬСНОГО БЛОКУ ХАРЧУВАННЯ ЗА ДОПОМОГОЮ TL494	Описано основні способи управління базовими ланцюгами силових транзисторів імпульсних блоків живлення, варіанти побудови випрямлячів вторинного харчування.	Повний опис принципової схеми і її роботи імпульсного блоку живлення

Dragons "Lord (2005)

завдання: Зібрати зручний в експлуатації, максимально універсальний генератор прямокутних імпульсів. Обов'язкова умова - забезпечити максимально можливі круті передній і задній фронт сигналу. Також бажано охопити максимально широкий діапазон частот і шпаруватості. Відповідно до поставленої задачі, спільними зусиллями учасників проекту "сайт" була народжена схема, з якою вам пропонується ознайомитися далі.

Принципова схема і графіки:

Фотографії готового генератора: в процесі роботи з даними генератором, він періодично удосконалювався, номінали схеми уточнювалися. У зв'язку з чим генератор зазнав два апгрейда. Уявімо всі версії генератора по порядку. Перша версія, зібрана відразу, відрізнялася тим, що не мала "на борту" джерела живлення.

В процесі експлуатації з'ясувалося, що такий великий конденсатор не потрібен. Конденсатори були встановлені безпосередньо на плату генератора разом зі стабілізатором напруги. На загальну підставу інтегровані трансформатор і тумблер по харчуванню.

Зовсім недавно, з метою розширити доступний діапазон охоплених частот, був проведений черговий апгрейд, і інтегрований в схему додатковий перемикач для оперативної зміни конденсатора під времязадающей ланцюжку, про що буде докладніше розказано нижче.

Версія 3.0. (2009 рік) розширено доступний частотний діапазон

Опис схеми: мікросхема TL494 може працювати як в однотактному режимі (саме так вона зображена на схемі вище), так і в двотактному, працюючи на два навантаження поперемінно. Як перетворити схему в двотактники я розповім нижче, а зараз розглянемо однотактной схему.

Однотактна схема характеризується перш за все тим, що шпаруватість сигналу ми можемо змінювати від нуля до 100% (канал завжди відкритий). Керуючий ланцюжок скважности знаходиться на 2 нозі мікросхеми. Намагайтеся витримати зазначені номінали: 20К - підлаштування резистор і 12К обмежує. Конденсатор між 2 і 4 ногами мікросхеми номіналом 0,1мкФ.

Частотний діапазон регулюється двома елементами: по-перше ланцюжком резисторів на 6 нозі мікросхеми, по-друге ємністю конденсатора на 5 нозі. Резистори встановлюємо: 330К - підлаштування і 2,2К постійний. Далі дивимося на графік, який я навів на початку. Номіналами резисторів ми обмежили графіки по горизонталі. Ліворуч і праворуч. Для конденсатора на 5 нозі ємністю 1000пФ \u003d 1нФ \u003d 0,001мкФ (верхня пряма на графіку) отримується частотний діапазон від 4кГц до межі мікросхеми (реально це 150..200КГц, але потенційно до 470КГц, правда такі частоти дістаються не такими методами). В останньому апгрейде генератора в схему був введений перемикач, що підміняє времязадающій конденсатор на 5 нозі мікросхеми з номіналу 1000пФ на інший, номіналом 100нФ \u003d 0,1мкФ, що дає можливість перекривати нижній діапазон частот (друга знизу пряма на графіку). Другий діапазон виходить такий: від 40Гц до 5кГц. У підсумку ми отримали генератор, який перекриває діапазон від 40Гц до 200кГц.

Тепер пару слів про вихідному каскаді, яким ми управляємо. Як ключ ви можете використовувати будь-який з трьох ключів (польових транзисторів), в залежності від необхідних параметрів на навантаженні. Ось вони: IRF540 (28А, 100В), IRF640 (18А, 200В) і IRF840 (8А, 500В). Ніжки у всіх трьох пронумеровані однаково. Для більш різкого заднього фронту варто транзистор КТ6115А. Роль цього транзистора різко садити потенціал затвора польовика на мінус. Діод і резистор номіналом 1К є обв'язкою цього додаткового транзистора (дравера). Резистор 10 Ом на затворі безпосередньо усуває можливий високочастотний дзвін. Також з метою боротьби з дзвоном рекомендую на затворну ніжку польовика надіти маленьке ферритовое колечко.

При необхідності схему можна переробити в двотактний і качати дві навантаження поперемінно. Основні відмінності двотактного режиму - це, по-перше, зниження вихідної частоти на кожному каналі в два рази від розрахункової, і по-друге, шпаруватість сигналу в кожному каналі тепер буде регулюватися від 0 до 50%. Щоб перевести схему в двотактний режим необхідно подати на 8 ногу мікросхеми позитивне харчування (як на 11 нозі). Також необхідно з'єднати 13 ногу з 14 і 15. Відповідно на вихід 9 ноги повісити аналогічний вихідний каскад, як ми бачимо на 10 ніжці мікросхеми.

На останок зазначу, що мікросхема TL494 працює від діапазону харчування від 7 до 41В. Менш 7 Вольт подавати не можна, - вона банально не запуститься. Ключовим транзисторів зазначеного типу цілком вистачає харчування в 9 Вольт. Краще зробити 12В, ще краще 15В (буде відкриватися швидше, тобто передній фронт буде коротше). Якщо не знайдете КТ6115А, можна замінити його іншим, менш потужним транзистором КТ685Д (або взагалі будь-яку літеру). Ніжки 685 транзистора, якщо він лежить до вас обличчям, - зліва направо: К, Б, Е. Бажаю вдалих експериментів!